几种功率因数校正的新方法 1、 前言 传统的全波整流和大容量的电容滤波电路从 AC 电网获得 DC 电压的方法，优点是电路简单，成本较低，但这种 AD/DC 转换方式会在桥式整流器输入端产生非正弦波 AC 电流，其高次谐波远远超出关于低压电器及电器设备发生的谐波电流限制国际和国家标准的要求，系统功率因数只保持在 0.550.65。之所以会产生高幅值的尖峰脉冲电流，归根结底是由整流二极管的单向导电性所致。由于二极管只有在正向偏置时才会导通，亦即只有在 AC 瞬时电压幅值高于滤波电容器两端 DC 电压时，整流二极管才会有电流通过。很显然，二极管只有在 AC 电压峰值附近才会导通，其导通角小于 90（一般仅约 70）。抑制 AC 输入电流发生波形畸变的主要方法上采用 PFC 控制 IC 的升压拓扑（被称之为有源PFC 预调节器或预变换器），能使整流二极管的导通角趋于 180，产生与 AC 电压同相位 AC 输入正弦波电流，致使系统功率因数十分接近于 1。 事实上，采用有源 PFC 升压变换器电路并非是 PFC 的唯一方法。本文简要介绍不同于传统有源 PFC 的几种解决方案。 2、几种 PFC 的新方法 2.1 充电泵无源 PFC 目前在荧光灯交流电子镇流器中，采用了几种无源 PFC 电路，其作用是增加整流二极管的导通角，使 AC 输入电流平滑和连续。在低功率开关电源（SMPS）中也可以采用 PFC 技术，如图1 所示的电路就带 PFC 功能。TDA/6846 是亿恒公司生产的支持低功率待机（standby）的 PWM 控制 IC，在桥式整流器（D1D4）和平滑电容器（C7）之间，L8、D8 和 C8 等组成电流供给泵电路（起 PFC 作用），简化图如图 2 所示。 在加入充电泵后，同时兼有缓冲器功能，故在变压器初级绕组 Np 两端，无需使用 RCD 缓冲电路。关于 PFC 原理大致如下所述：IC1 脚 13 输出 PWM 脉冲驱动 T1（MOSFET）导通时，其漏报电压 VD 跃变到零伏。由于初级电感 LP 的存在，初级电流 IP 线性增长。T1 漏极电压 VD 的跳变，通过电容 C8 传输到 L8 和 D8 的连接点上，使该点电压 VP 由正变负，从而导致流过 L8 的电流IL8 并不阻断，而是逐渐增加，并向 C8 充电。在此过程中，D8 是截止的。 当 IC1 驱使 T1 由导通跃变到截止时，ID=0，VD（及 VP）会急剧爬升，二极管 D8 导通，对电容 C7 充电，使 L8 中的储能转移到 C7 中，IL8 缓慢减小至零。IL8 从零逐渐增加。由此可见，桥式整流器二极管的导通角趋于 180，从而呈现图 3 所示的 AC 电流（IAC）波形，系统功率因数达 0.9 以上，电流谐波含量明显减小。除少数奇次谐波之外，139 次谐波分量大多符合EN61000-3-2 和国标 GB17625.1-1998 的限制要求。这种充电泵 PFC 电路简单，成本较低，但效果不及带 PFC 控制 IC 的有源 PFC。 2.2 带非正弦波电流的数字 PFC PFC 控制 IC 的有源 PFC 预变换器，在桥式整流器输入端产生与 AC 电压同相位的正弦波 AC电流。事实上，一个 AC 输入同相位的非正弦波电流，通过合理控制电流波形上升沿和下降沿时刻及幅度，同样能使高次谐波含量符合标准限制要求，系统功率因数非常接近于 1。例如，对于50HZ 的 AC 输入电压，在半周期（10MS）内产生如图 4（a）所示的呈凸字形的非正弦波电流，利用付立叶变换得到的各个奇次谐波量值与标准比较如图 4（b）所示。这种最大值为 5A 的电流波形，相应于 1000W 的输入功率其基波电流为 4.3A，三次谐波电流为 1A，标准限制值是 2.3A。其它各个奇次谐波电流含量，都低于标准规定要求。 采用升压变换器拓扑结构，利用微控制器可以获得符合标准要求的非正谐波电流，同时能得到稳定的 DC 输出电压，并提供各种安全保护功能。采用升压式 PFC 拓扑结构，在同样的输出功率下，有较小的输出电流，从而可使用较小的输出电容和电感元件。 图 5 示出的是一种基于标准 ST90E30 微控制器和 UC3843 电流型 PWM 控制器的数字 PFC 升压式预调节器电路原理图。PFC 升压变换器的输入电压（即全桥整流 100HZ 正弦半波脉动电压）经R1 和 R2 组成的电阻分压器取样被 ST90E30 检测。变换器 DC 输出电压通过 R3 和 R4 组成的电阻分压器采样，也被微控制器 A/D 转换器的一个信道检测。DC 输出电压的设定值，被存储在微控制器的存储器中。变换器的 DC 输出电压调节环路的作用是保持 DC 输出电压不随负载变化而波动。 数字 PFC 升压变换器的电流调节环路以 UC3843 的比较器、触发器及其脚 6 输出驱动的功率开关 MOSFET（Q）为基础，用作控制电流波形。电压调整环路给出一个经 RC 滤波的 PWM 电压参考 VREF，并与 Q 源极电阻 Rsense 上的电流感测电压进行比较，以确定在功率 MOSFET 中的峰值电流限制值 IL。微控制器提供时钟信号，用作使功率 MOSFET 中的 PWM 电流同步。在时钟上升沿上，触发器置位，Q 导通，通过升压电感 L 的电流增加。当电流达到由 VREF 给定的限制值 IL 时，触发器通过比较器复位，Q 截止。为使电流波形与 AC 电压同步，通过微控制器 A/D 转换器的一个通道 AC 电压过零检测，并利用软件作支持，及时调节占空因数，对静态和动态误差进行补偿，以获得如图 4（a）所示的电流波形。 对于图 5 所示的数字 PEC 升压变换器，当输出 DC 电压为 400V 和输出功率为 400W 时，其 AC输入电流 IAC、桥式整流电压 Vbridge 和 DC 输出电压 Vo 与未采用 PFC 时的波形比较如图 6 所示。采用数字 PFC 后，峰值 AC 电流由不带 PFC 时的 7A 降致 2.2A，两次谐波电流由 1A 降至 0.07A，三次谐波由先前的 1A 降至 0.25A，各次电流谐波均满足标准规定要求。当 AC 输入电压从 140V到 300V 变化时，DC 输出电压变化率低于 2%，电压纹波仅为 15VP-P。系统输入功率因数由未采用 PFC 时的 0.59 升高到 0.99。 这种带非正弦波电流的数字 PFC 电路为产生 PWM 和电压监控，只是利用了 ST90E30 其中的一个多功能定时器和 A/D 转换器的三个通道，其它功能闲置。如果微控制器只是用于数字 PFC，成本显然超过带正弦波电流的有源 PFC。但是，像变频洗衣机和变频空调用智能功率模块，都采用了微控制器控制。在这类应用中采用数字 PFC 方案，不会对系统成本带来较大增加。 2.3 在线（on_line） UPS PFC 低功率范围的 UPS 大多都被连接到 110V/220V 的单相 AC 线路。若沿用传统的全波整流和平滑电容器滤波电路作为输入级，无疑会产生非正弦波 AC 输入电流，系统功率因数仅为0.50.65。图 7 所示的带 PFC 的在线 UPS 输入级电路，采用了与常规有源 PFC 升压变换器拓扑不同的解决方案，产生 400V 的 DC 母线电压，为后随逆变器供电。 在图 7 所示的电路中，D1 和 D2 为电压倍压器二极管。与正规的桥式整流比较，双倍主线（BUS）电压仅需通过通过逆变器开关电流的 1/2，高效率两只功率开关（IGBT）电压降替代了三只开关，并可使用较小的滤波器电容。D3 和 D4 为升压变换器二极管，为功率逆变器提供预调整电压，在系统输入端几乎产生正弦波电流。D5 和 D6 为保护二极管，是很关键的元件。它们的作用如下：一是避免电感因启动时的浪涌电流而饱和；二是防止输入电容器试图升高到两倍的输入电压导致谐振充电；三是将电压尖峰限制到安全值，最大峰值电压 VPEAK（MAX）等于线路峰值 输出 Vout（800V）；四是消除了笨重的缓冲器需要。 图 7 所示的 UPS 逆变器 PFC 预调节级，在 AC 电压输入端产生与其接近同相位的正弦波电流，系统功率因数接近于 1。D1 和 D2 选用 800V 的标准型或软恢复二极管，如 IR 公司 SAFEIR 系列EWF、ETF 和 EPF 型。D3 和 D4 选用 600V 的超快速或软恢复二极管，如 IR 公司 HEXFRED HFA 系列或 QUIETIR 系列。D5 和 D6 选用 SAFEIR 系列（8EWS。S-10ETS。-40EPS 型） 3、结束语 本文介绍了几种 PFC 不同的方法，旨在说明实现 PFC 的途径有许多可供选择的方案。但从目前实际应用情况看，采用 PFC 控制 IC 有源 PFC 升压预调整器电路在唱主角。从成本角度考虑，无源 PEC 技术优于有源 PFC，但效果较差。在较大功率的应用中，有源 PFC 居支配地位。像数字PFC，在一些特殊应用场合可以考虑采用。 功率因数校正浅析 功率因数是衡量电器设备性能的一项重要指标。功率因数低的电器设备，不仅不利于电网传输功率的充分利用，而且往往这些电器设备的输入电流谐波含量较高，实践证明，较高的谐波会沿输电线路产生传导干扰和辐射干扰，影响其它用电设备的安全经济运行。如对发电机和变压器产生附加功率损耗，对继电器、自动保护装置、电子计算机及通讯设备产生干扰而造成误动作或计算误差。因此。防止和减小电流谐波对电网的污染，抑制电磁干扰，已成为全球性普遍关注的问题。国际电工委与之相关的电磁兼容法规对电器设备的各次谐波都做出了限制性的要求，世界各国尤其是发达国家已开始实施这一标准。随着减小谐波标准的广泛应用，更多的电源设计结合了功率因数校正(PFC)功能。设计人员面对着实现适当的 PFC 段，并同时满足其它高效能标准的要求及客户预期成本的艰巨任务。许多新型 PFC 拓扑和元件选择的涌现，有助设计人员优化其特定应用要求的设计。在电源的设计中，APFC 一般是优先考虑的校正方法。作为设计人员，大致从以下几个方面对APFC 进行考虑：一、 拓扑选择的一般方法由于输入端存在电感，升压转换器是提供高功率因数的方法。此电感使输入电流整形与线路电压同相。但是，可以采用不同的方案来控制电感电流的瞬时值，以获得功率因数校正。a临界导电模式(CRM)PFC由于控制的设计较为简单，而且可与较低速升压二极管配合使用，所以在较低功率应用中通常采用此方法。b不连续导电模式(DCM)PFC此创新的方案延承了 CRM 的优点，并消除了若干限制。c连续导电模式(CCM)PFC由于这种方案恒频且峰值电流较小，是较高功率(250 W)应用的首选方案。但是，传统的控制解决方案较为复杂，牵涉到多个环路，以及以不精确著称的模拟乘法器，并需在控制集成电路周围放许多元件。二、选择标准1、 功率水平a如果功率水平低于 150 W，最好采用 CRM 或 DCM 方案。至于 CRM 或 DCM，取决于你是想优化满载效率，采用 CRM；而如欲减少 EMI 问题，选择 DCM。b如功率水平高于 250W，CCM 是首选方案。此方案虽然可保持峰值电流和有效值电流，但必须解决二极管反向恢复问题。c如功率水平在 150W 与 250w 之间，方案的选择则取决于设计人员的磁件设计水平。d如果功率在几 kw 之上，则采用可控整流电路代替不控整流电路，控制方法采用 pwm 整流，以实现功率因数的矫正。2、 其它系统要求：拓扑的选择还以满足各种高能效标准。例如，如果需要使系统中的频率同步，则不能采用 CRM。此外，如果第二个功率段可处理较大范围(在某些功率序列安排中可能需要)的输入电压，则应选择跟随升压。功率因数的限制因数：为什么在一般的电路中功率因数较低呢？有很多因数的影响。其中影响功率因数的主要原因是这些电器的整流电源普遍采用的电容滤波型桥式整流电路（图 1