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微带功分器、耦合器设计 微带功分器(Wilkinson功分器)设计 微带功分器可以进行任意比例的功率分配,下面只考虑等功分 (3dB)情况,见图536a,其对应的传输线电路示于图536b, 我们将它归结为两个简单的电路,在输出端分别用对称和反对 称源激励来进行分析。这就是奇偶模分析技术。 图536 Wilkinson功分器 微带功分器(Wilkinson功分器)设计 1奇偶模分析 为简化起见,将所有阻抗对特性阻抗Z0归一化,且重新绘出图536(b )的电路,输出端具有的信号源如图537。该网络相当于中间平面是 对称的,两个归一化值为2的源电阻并联组合,以归一化值为1的电阻 代表匹配源阻抗。/4线具有的归一化特性阻抗为z,并联电阻具有归 一化值为r;可以证明对等分功分器,这些值应为 和r = 2, 如图536所示。 图537 归一化、对称形式的Wilkinson功分器 现在对图537的电路定义两个 独立的激励模式:偶模Vg2 = Vg3 = 2V,奇偶Vg2 = Vg3 = 2V。然后,将这两种模式相叠 加,其有效激励为Vg2 = 4V, Vg3 = 0,由此,可获得此网络 的S参数。下面我们分别讨论 这两种模式。 微带功分器(Wilkinson功分器)设计 (1)偶模 对偶模激励,Vg2 = Vg3 = 2V,所以V2 = V3,没有电流流过r/2电阻 或端口1两根传输线入口之间短接。因此,我们可将图537的网络对分,在这 些点具有开路终端,以得出图538(a)的电路(/4线的接地边没有示出) 。这时,从端口2看入得到的阻抗为: Z0 = Z2 / 2 因而,从传输线看上去,如同一个/4变换器。因此,如果z = 2,端口2是匹 配的,全部功率将到接在端口1的负载。为了求S参量S12,需要电压V1,它可 由传输线方程求得。如让端口2处x = 0,端口1处x = /4则线上电压可写为 在端口1处看向归一化值为2的电阻上的反射系数为 和 因此, 由对称性,我们亦有 S33 = 0和S13 = j0.707图538 图537电路的切开 微带功分器(Wilkinson功分器)设计 (2)奇模 奇模激励时,Vg2 = Vg3 = 2V,所以V2 = V3,在图537电路的中 间有电压零点。因此,我们可以用一个 接地平面来切开此电路,给出图538(b )的网络。向端口2看去的阻抗为r/2。 由于平行连接传输线长为/4,而且在端 口1处短路,所以看上去在端口2为开路 点。因此,没有功率送到端口1。这样, 总结一下,我们已导出下列S参量:图538 图537电路的切开 S22 = S23 = 0(因对两种模式激励时,端口2和3都是匹配的); S12 = S21 = 0.707(因互易网络的对称性); S13 = S31 = 0.707(因互易网络的对称性); S23 = S32 = 0(因等分上为短路或开路)。 这最后结果意味着端口2和3之间是隔离的。 微带功分器(Wilkinson功分器)设计 最后,我们还必须导出S11,用来确定当端口2和3为匹配负载时,微带功分器 在端口1的输入阻抗。最后结果如图539(a)所示,从图上可见它与偶模激 励V2 = V3时情况类似。因此,没有电流流过归一化值为2的电阻,它可以取 走,剩下的电路如图539(b)所示。现在,有两个/4波长变换器的并联连 接,终端接在归一化负载上。故输入阻抗为 而S11 = 0。注意:当功分器在端口1激励,且负载匹配时,电阻上没有功率损 耗。因此,当输出匹配时,功分器是无损耗的;只有从端口2和3来的反射功 率消耗在那电阻上。 图539 用于导出S11的微带功分器分析 微带功分器(Wilkinson功分器)设计 设计一个频率为f0、用于50系统阻抗的等分微带功分器,并且绘出回波损耗S11、插 入损耗(S21 = S31)和隔离度(S23 = S32)与频率(从0.5f0到1.5f0)的关系曲线。 解:由图536和上述的推导,功分器中的/4传输线应具有的特性阻抗为 并联电阻为 R = 2Z0 = 100 在频率f0传输线长为/4。采用微波电路分析中的机辅设计程序,可算出S参量幅度, 并且绘在图540上。 图540 等分微带功分器的频响 图541 用微带形式的功率不等分功分器 微带功分器(Wilkinson功分器)设计 2功率不等分和N路微带功分器 微带型功分器亦可做成功率不等分的,微带图形如图5 41所示,如端口2和3之间的功率比为K = P3/P2,则可应 用下列设计方程: 如K = 1,则上述结果归结为等分情况。另外还见到, 输出线被匹配到阻抗R2 = Z0K和R3 = Z0/K,而不是阻抗 Z0,可用阻抗变换器来变换这些输出阻抗。 微带功分器(Wilkinson功分器)设计 微带功分器亦可用于实现N路分路器或合成器,如图542所示。 这电路可使所有端口匹配,且使所有端口隔离。但是,缺点是 当N3时,功分器要求电阻交迭。这导致较难以用平面形式制作 。功分器亦可用多级阶梯阻抗变换形式制作,以增加带宽。四 节功分器的实际结构表示在图543上。 图542 N路等分微带功分器图543 用微带形式实现 的四节微带功分器 微带耦合器 混合环(Hgbrids)和 耦合器(couplers)是 微波电路中常用的无 源器件,把电路元件 直接连起来即可构成 混合环,而耦合器一 般由靠得很近的传输 线构成,它们一般有 四个端口,且每一端 口为匹配负载端接, 也就是说在给定频率 范围内,端口的反射 是很小的,反射系数 一般小于0.1。 图544 微波混合环与耦合器 (a)分支线混合环;(b)集总参数分支混合环;( c)定向耦合器;(d)3dB lange耦合器 耦合器参数定义 混合环或耦合器可看成四端口网络。四个端口是输入端口、直 通端口、耦合端口与隔离端口。设P1是由匹配源馈入端口1功率 ,P2、P3、P4分别在端口2、3、4可得到的功率,描述该端口的 网络参数主要有四个: 耦合系数(dB) 方向性(dB) 隔离度(dB) 通过功率(dB) 混合环跟耦合器的性能由耦合系数、方向性以及负载特性决定 。通常隔离端口接匹配负载。 12 43 InputDirect IsolatedCoupled 图545 微带分支混合环的工作原理 AB DC /4 y01=1y02=1/R / 4 y0 = b y0 = b y0 = a1 y0 = a2 y04=1y03=1/R 对称 平面 (1)(2) (4)(3) (a) /4 /8/8 1b1/R a1a2 AB (d) /4 /8/8 1b1/R a1a2 AB (e) (b) 开路 (c) 短路 图246 微带双分 支定向耦合器 环形分支电桥原理 对于3dB耦合器,并联臂和串联臂的阻抗分别为Z0、Z0/ ,Z0是输入端和输 出端特征阻抗。所以串联臂微带线导带宽度比并联臂宽,如图547a。微带双 分支定向耦合器也可作成圆形结构,叫做环形分支电桥,如图547b。从1臂 输入功率平分到左右两个分支,它们到4臂路径相差半个波长,即/2,相位 相反,故4臂没有输出,为隔离臂。从1臂到2臂、3臂功率相等,但路径相差 /4,因而有90相位差。方形分支电桥、环形分支电桥、在混频器电路中应 用甚广。 图547 (a)方形分支电桥;(b)圆形分支电桥 平行耦合线耦合器 平行耦合线耦合器(见 图548)具有对称性, 对称面上电流=0,电压 最大,相当于开路,称 为偶对称,另一种分布 ,对称面上电压=0,电 流最大,相当于短路, 称为奇对称。耦合线上 任何场分布都可看成奇 模与偶模场分布的组合 。基于奇、偶模分析可 得到耦合线结构3dB定 向耦合器的设计方程。 图548 集中电容补偿微带耦合器 平行耦合线耦合器 对于准TEM模,输入匹配条件为 以及 耦合器的耦合系数及方向性都是频率的函数 式中 下标e、o表示属于偶模和奇模的量。 e、o是偶模和奇模的传播常数。 当方向性达到最佳。因此从方向性考虑,希望奇模与偶模具 有相同的相速。为此在耦合两端并联电容C1、C2,对偶模并联电容不起作用,对奇模 相移有影响,其增加的相移o为 式中f0是耦合器中心频率。 图548 集中电容补偿微带耦合器 3dB交叉指lange耦合器 图544(d)所示3dB交叉指lange耦合器。端口2和3输出相功率相等,但有90相 移,其特点是频带宽,有关设计公式为 C是电压耦合系数,R为阻抗比,Z为归一化奇模阻抗,R、Z与耦合系数C关 系见图549,N为导体数,一般为4,Z0e、Z0o表示偶模、奇模阻抗,Z0为端 口阻抗,当N=2, ,当N2时,这个关系不成立。 交叉指耦合器的耦合段有两个短指和长指,短指长度取工作频段内最高频率 的gh/4,而长指应为最低工作频率的gl/4。连接相应耦合指的跳线为几十m 直径的金丝或铝丝,叉指尺寸W、S由要求奇、偶模阻抗决定。 平面结构的螺旋耦合器、折叠线型耦合器 耦合器结构型式众多,图550a是平面结构的螺旋耦合 器,b是折叠线型耦合器。 (a)(b) 图550 (a)螺旋耦合器;(b)折叠线型耦合器
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