五步搞定 LED 照明电源单级 PFC 高频变压器设计.由于 LED 照明电源要求：民用照明 PF 值必需大于 0.7,商业照明必需大于 0.9.对于 1070W 的 LED 驱动电源，一般采用单级 PFC 来设计。即节省空间又节约成本。接下来我们来探讨一下单级 PFC 高频变压器设计。以一个 60W 的实例来进行讲解：输入条件：电压范围：176265Vac50/60HzPF0.95THD25%效率 ef0.87输出条件：输出电压：48V输出电流：1.28A第一步：选择 ic 和磁芯：Ic 用士兰的 SA7527,输出带准谐振，效率做到 0.87 应该没有问题。按功率来选择磁芯，根据以下公式：Po=100*Fs*VePo:输出功率；100:常数；Fs:开关频率；Ve:磁芯体积。在这里，Po=Vo*Io=48*1.28=61.44;工作频率选择：50000Hz;则：Ve=Po/（100*50000）=61.4/（100*50000）=12280mmmPQ3230 的 Ve 值为：11970.00mmm,这里由于是调频方式工作。完全可以满足需求。可以代入公式去看看实际需要的工作频率为：51295Hz.第二步：计算初级电感量。最小直流输入电压：VDmin=176*1.414=249V.最大直流输入电压：VDmax=265*1.414=375V.最大输入功率：Pinmax=Po/ef=61.4/0.9=68.3W（设计变压器时稍微取得比总效率高一点）。最大占空比的选择：宽电压一般选择小于 0.5,窄电压一般选择在 0.3 左右。考虑到MOS 管的耐压，一般不要选择大于 0.5,220V 供电时选择 0.3 比较合适。在这里选择：Dmax=0.327.最大输入电流：Iinmax=Pin/Vinmin=68.3/176=0.39A最大输入峰值电流：Iinmaxp=Iin*1.414=0.39*1.414=0.55AMOS 管最大峰值电流：Imosmax=2*Iinmaxp/Dmax=2*0.55/0.327=3.36A初级电感量：Lp=Dmax2*Vin_min/（2*Iin_max*fs_min）*103=0.327*0.327*176/（2*0.39*50000）*1000=482.55uH取 500uH.第三步：计算初级匝数 NP:查磁芯资料，PQ3230 的 AL 值为：5140nH/N2,在设计反激变压器时，要留一定的气息。选择 0.6 倍的 AL 值比较合适。在这里 AL 我们取：AL=2600nH/N2则：NP=（500/0.26）0.5=44 第四步：次级匝数 NS:VOR=VDmin*Dmax=249*0.327=81.4匝比 n=VOR/Vo=81.4/48=1.696NS=NP/n=44/1.686=26第五步：计算辅助绕组 NA查看 IC 的 datasheet,知道 VCC 为 11.530V.在这选 16V.NA=NS/（Vo*VCC）=26/（48/16）=8.67 取 9.绕法：总结通过样品的测试，实验结果为：整机效率 0.88,PF 值：176V 时 0.989;220V 时0.984;265V 时 0.975.变压器温升 25K.在整个变压器设计过程中。简化了一些东西。比如二极管的压降。对比一下，与一般反激式的变压器有点一致。只是由于整流桥后没有接大容量的电解电容。实际的直流最低电压没有 1.414 倍。随着 LED 在照明、背光等场合的应用，用户在面对体积、调光控制、成本、转换效率等方面有更多的考虑因素。近年来，采用原边反馈方式的 LED 驱动器发展迅速，与传统的副边反馈的光耦加 TL431 的结构相比，其最大的优势在于省去了这两个芯片以及与之配合工作的一组元器件，这样就节省了系统板上的空间，降低了成本并且提高了系统的可靠性。例如，美国 MPS 公司推出的 MP4021/4020，在针对 AC85V265V 全电压输入范围里，可以提供 30W 内的解决方案。其采用原边控制架构的 LED 驱动电路具有成本和性能优势，可以节省光耦和其它反馈电路，使得产品体积大大减小，从而很好地兼顾了成本和性能。其应用特点可简单概括为： 另外， MP4021/4020 能实现精确的次级侧 LED 驱动电流控制，其内置的补偿线路保证了驱动器在全温、宽电压和量产条件下的输出电流精度。跟我学系列之一，CCM 模式 APFC 电路设计传统的工频交流整流电路，因为整流桥后面有一个大的电解电容来稳定输出电压，所以使电网的电流波形变成了尖脉冲，滤波电容越大，输入电流的脉宽就越窄，峰值越高，有效值就越大。这种畸变的电流波形会导致一些问题，比如无功功率增加、电网谐波超标造成干扰等。功率因数校正电路的目的，就是使电源的输入电流波形按照输入电压的变化成比例的变化。使电源的工作特性就像一个电阻一样，而不在是容性的。目前在功率因数校正电路中，最常用的就是由 BOOST 变换器构成的主电路。而按照输入电流的连续与否，又分为 DCM、CRM、CCM 模式。DCM 模式，因为控制简单，但输入电流不连续，峰值较高，所以常用在小功率场合。CCM 模式则相反，输入电流连续，电流纹波小，适合于大功率场合应用。介于 DCM 和 CCM 之间的 CRM 称为电流临界连续模式，这种模式通常采用变频率的控制方式，采集升压电感的电流过零信号，当电流过零了，才开通 MOS 管。这种类型的控制方式，在小功率 PFC 电路中非常常见。今天我们主要谈适合大功率场合的 CCM 模式的功率因数校正电路的设计。要设计一个功率因数校正电路，首先我们要给出我们的一些设计指标，我们按照一个输出500W 左右的 APFC 电路来举例：已知参数：交流电源的频率 fac50Hz最低交流电压有效值 Umin85Vac最高交流电压有效值 Umax265Vac输出直流电压 Udc400VDC输出功率 Pout600W最差状况下满载效率 92%开关频率 fs65KHz输出电压纹波峰峰值 Voutp-p10V那么我们可以进行如下计算：1，输出电流 Iout=Pout/Udc=600/400=1.5A2，最大输入功率 Pin=Pout/=600/0.92=652W3，输入电流最大有效值 Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A4，那么输入电流有效值峰值为 Iinrmsmax*1.414=10.85A5，高频纹波电流取输入电流峰值的 20%，那么 Ihf=0.2*Iinrmsmax=0.2*10.85=2.17A6，那么输入电感电流最大峰值为：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A7，那么升压电感最小值为 Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(2.17*65KHz)=709uH8，输出电容最小值为：Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp-p)=1.5/(3.14*2*50*10)=477.7uF，实际电路中还要考虑 hold up 时间，所以电容容量可能需要重新按照 hold up的时间要求来重新计算。实际的电路中，我用了 1320uF，4 只 330uF 的并联。有了电感量、有了输入电流，我们就可以设计升压电感了！PFC 电路的升压电感的磁芯，我们可以有多种选择：磁粉芯、铁氧体磁芯、开了气隙的非晶/微晶合金磁芯。这几种磁芯是各有优缺点，听我一一道来。磁粉芯的优点是， 值低，所以不用额外再开气隙了。气隙平均，漏磁小，电磁干扰比较低，不易饱和。缺点是，基本是环形的，绕线比较困难，不过目前市场上也出现了 EE 型的。另外， 值随磁场强度的增加会下降。设计的时候需要反复迭代计算。铁氧体磁芯的优点是损耗小，规格多，价格便宜，开了气隙后，磁导率稳定。缺点是需要开气隙，另外饱和点比较低，耐直流偏磁能力比较差。非晶/微晶合金的优点是饱和点高，开气隙后，磁导率稳定。同样缺点是需要开气隙。另外，大都是环状的。在此说明一下，环形铁芯虽然绕线比较困难，没有 E 型什么带骨架的那种容易绕。但是环形铁芯绕出来的电感分布电容小，对将来处理电磁兼容带来了很多便利之处。E 型的骨架绕线一般都是绕好几层，那么层间电容比较大，对 EMC 产生不利影响。另外，开气隙的铁芯，在气隙处，铜损会变大。因为气隙处的漏磁在铜线上产生涡流损耗。下面我们就选择一种环形磁粉芯来作为我们 PFC 电感的磁芯。我们上面已经计算出了几个参数：输入电流最大有效值 Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A输入电感电流最大峰值为：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A升压电感最小值为 Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(2.17*65KHz)=709uH下面继续计算：线圈选择电流密度为 5A/平方毫米，那么可以计算出我们需要用的漆包线的线径为：2SQRT(7.67/(53.14)=1.4 毫米因为我们这是按照最极限的输入电压也就是说按照最大的输入电流时来计算的。所以电流密度取的裕量比较大。实际按照不同的成本要求，也可以把电流密度取大一些，比如此处取电流密度为 8A/平方毫米的话，那么可以得到线径为：2SQRT(7.67/(83.14)=1.1 毫米这也是可以接受的。因为是 CCM 模式的工作方式，基波是低频的半正弦波，在此处我们就不考虑趋肤效应了。选用单根的漆包线就可以了。常用的几个公式：LI=NBAeL：电感量，I：电流，N：匝数，B：磁感应强度变化量，Ae：磁芯截面积L=NNAlAl：电感系数H=0.43.14NI/LeH：磁场强度，Le：磁路长度继续。计算磁芯大小的方法有几种，最常用的就是 AP 法，但实际上，因为磁粉芯的磁导率随磁场强度变化较大，计算经常需要迭代重复。另外，因为磁环的规格相对比较少。我们就不用AP 法计算了。而是直接拿磁芯参数过来计算，几次就可以得到需要的磁芯了。经验越丰富，计算就越快了。适合用来做 PFC 电感的磁粉芯主要有三类：铁镍钼(MPP)、铁镍 50(高磁通)、铁硅铝(FeSiAl)。其中，铁镍钼粉芯的饱和点大概在 B=0.6 附近。而后两者都可以达到 1 以上。此处，我们选用某国产的铁硅铝粉芯，下面是该粉芯的一些特性曲线图： 从图上可以看见，当磁场强度上升的时候，磁导率在下降。那么电感量也就会下降。所以，我们希望电感量在承受直流偏磁时不要跌落的太多，那么设计所选择的磁场强度就不能太高。我们选用初始磁导率 0=60 的铁硅铝粉芯，那么可以从图中看到，当磁场强度为100Oe 时，磁导率还有原来的 42%，而当磁场强度为 100Oe 时，磁感应强度为 0.5T，远未到饱和点。我们就把设计最大磁场强度定为 100Oe。那么根据L=NNAlH=0.43.14NI/Le我们得到的限制条件是：0.43.14SQRT(L/Al)I/Le15所以可以选择此磁芯。然后，根据 LI=NBAe，709E-611.94=N0.254.22E-4N=80，核算一下窗口面积，假如采用直径 1.4mm 的漆包线，那么801.41.4/100=1.57cm2Aw这个时候，如果像像上面这样窗口裕量比较大的情况下，可以适当多绕些匝数，依然通过调节气隙的方法，把电感量调节到 709uH 左右。可以降低工作的磁感应强度，对于抗饱和有帮助。用铁氧体磁芯来制作 PFC 电感，还有一个地方需要留意的是，在开气隙的附近由于漏磁，铜损会比较大，所以对于 EE 型的磁芯，垫气隙可以将气隙分成两部分，比磨掉中柱的那样好，因为将气隙分散，可以减少漏磁。