；望蒸塑望堕兰全迨奎叁MlM O O F D M 无线传输系统中的信道估计研究柴关华徐友云蔡跃明解放军理工大学通信工程学院，南京2 1 0 0 0 7I _ 要本文以2x2 多输入多输出正交频分复用( M I M O O F D M ) 非盲信道估计方法为研究对象，分析了该系统中基于时域训练序列并结合空时分组码的直接判决信道估计方法和基于W i e n e r 内插的信道估计方法。并通过仿真比较其性能。结果表明对于慢衰落信道，可采用简单的直接判决方法进行信道估计，而对于快衰落时变信道。宜采用维纳内插方法进行信道估计，而且可以提高信道估计精度。关调多输入多输出正交频分复用信道估计直接判决W i e n e r 内插A B S T R A C TT h i sp a p e ri n v e s t i g a t e st h en o n b l i n dc h a n n e le s t i m a t i o na I g o r i t h mf o r2 x 2M I M I O - O F D Mw i r e l e s st r a n s m i s s i o ns y s t e m T w oa l g o r i t h m sa r es t u d i e d T h e ya r et h ed i r e c t s e q u e n c e j u d g i n ga l g o r i t h mw h i c ht i m e - d o m a i nt r a i n i n gs e q u e n c ec o m b i n i n gs p a c e t i m ec o d i n ga n dt h eW i e n e ri n s e r t i n gc h a n n e le s t i m a t i o na l g o r i t h m P e r f o r m a n c eo ft h ea l g o r i t h m si ss i m u l a t e d T h er e s u l t ss h o wt h a tt h ef o r m e ra l g o r i t h mi se f f e c t i v eo n l yf o rf l a tf a d i n gc h a n n e l s T h eW e i n e ra l g o r i t h mc a ni m p r o v et h ee s t i m a t i o np r e c i s i o na n di t i sm o r es u i t a b l ef o rf a s tf a d i n gc h a n n e l S K e yW o r d s ：M I M O ，O F D M ，c h a n n e le s t i m a t i o n ，d i r e c t - j u d g i n g ，W e i n e ri n s e r t i n g1 引言新一代移动通信( B e y o n d3 G 4 G ) 与第三代移动通信系统( 3 G ) 相比将提供更高的数据传输速率，提 供无所不在的服务。在O F D M 的基础上合理开发空间资源，也就是M l M O O F D M 技术，为实现更高的系统容量和更高的传输速率提供了可能，已经成为新一代移动通信技术研究中的热点。 M I M O ( M u l t iI n p u tM u l t iO u t p u t ) 技术【l 2 】是无线通信领域智能天线技术的重大突破。利用多天线来抑制 信道衰落，在空间分布的多根天线上同时使用信号的时间维和空间维，在不增加带宽的情况下成倍地提高通信系统的容量和频谱利用率。正交频分复用p J ( O F D M - - O r t h o g o n a lF r e q u e n c yD i v i s i o nM u l t i p l e x i n g ) 技术是多载波传输技术的典型代表。O F D M 在发送端通过串并变换将高速数据流转换为N 个并行的窄带子信道并行传输，这样每个子信道上的信道特性变为平坦衰落，减小了信道多径衰落的影响。由于各子载波之 间是混迭和正交的，提高了频谱利用率。在循环前缀的长度大于信道最大时延的前提下，循环前缀将信号 与带限线性信道之间的线性卷积关系转化成了循环卷积关系，保证了O F D M 子载波之间的正交性。为将M I M O - - O F D M 系统每根接收天线上的信号从混叠的信号中精确分离出来，得到各发射天线的发射信号， 对各收发天线之间的时变信道的跟踪和估计是至关重要的。而采用相干检测的系统比采用差分检测的系统 可以得到3 4 d B 的增益【4 】，对于M I M O O F D M 系统采用相干解调，才能获得更好的增益。本文主要分析了结合空时分组码的基于时域训练序列的直接判决信道估计方法和基于频域导频的维纳内插信道估计方法，并对其性能进行了仿真比较。2 系统模型江苏省通信学会论文集空时编码图1 结合空时编码的2 2O F D M 系统模型在时刻n ，输入端输入的6 【，k 】经空时编码后的信号序列为墨【刀，七】( 尼= o ，l K 一1 ；f = 1 ，2 ) ，其中i 为发射天线的序号，n 为时刻，k 为子载波索引，K 为子载波个数，经快速傅立叶逆变换( I F F T ) 调制，形成一个O F D M 符号薯【刀，】( ，= o ，l K 一1 ) ，经天线发射出去。在接收端，第j 根接收天线接收的信号为Y ，【n ，z 】( z = o ，1 K 一1 ；= 1 ，2 ) ，其中j 为接收天线序号，n 为时刻，1 为予载波索引，经过快速傅立叶变换( F F T ) 得到的信号可表示为：2 Y A q ，k 】- H “q ，k 】X ， 门，k + W 八”，k 】j = l ，2( 1 )f 兰I，一l 其中Hu 刀，七 = h ，【刀，z W0 为第i 根发射天线和第J 根接收天线问，时刻n 第，= Ok 个子载波上信道的频域响应，L 为信道冲激响应的阶数。_ ，七】为第j 个接收天线上的零均值、方差为仃2 的加性高斯白噪声。b i n , k 】为空时译码合并后得到的数据。3 结合空时编译码的直接判决信道估计3 1 利用直接判决方法进行信道估计信道的初始估计可以通过下式得到：( 兰： ：；Q Q 2 z z 刀n 1 ) 1 f I 、h 江疗11 = ( ：罱)c2 ，、 L Q ，： 刀】L p ：【知】j 刀】1 ：降MQ,zh-叭znJQ n l1 P - 叫( 3 ) l 丘： 刀】JL Q ，：【”】Q ：【刀】夕p z 【玎】J其中丘，【川是信道的初始估计值，定义为丘，【刀】口( 五 玎，o 】，五 惕三一1 】) r 。q u n ，力，Q 以门】，B 【行，力和P ，【刀】分别定义为：、；P i ”，】口r n ，七I t ? In ，k 】万。7Pf 【甩】口( P f “ ，0 】，P f 刀，L 一1 】) r可见要获得信道的初始估计，需对Q 矩阵进行求逆计算。为避免求逆带来的不必要的繁琐的计算量， 可以将训练序列合理设计使Q 矩阵为对角阵哺1 ，协，k l = 1 咖七】：“门，k e j ( 2 4 ) 毛 三一心，K2l 乡幺j ，M 为发端发射天线数目则初始信道估计为( 詈： = ( 孑1 1 胁1 三船。胛，) _ 1 ( ：l ： ，大大简化计算复杂度。在数据传输模式下，由于发送的数据是随机的，因此无法按照最佳训练序列的设计方法进行设计。但 可以采用一种简化的信道估计方法：h i I n = 吉( p I n 一Q 2 l 珂 h 2 I n 一1 】) V( 4 )h 2 M = 古( p 2 M Q 1 2 M h ， 托一1 1 )即用前一时刻估计的信道响应值代替下一时刻的信道响应值，在降低信道估计的复杂度的同时，性能损失不大。3 2 空时编码 在M I M O 系统中，采用空时编码技术可以实现发射分集。空时编码技术将发射分集、编码和调制有效结合在一起，获得空间分集增益和编码增益。空时编码分为空时格型码和空时分组码两种，空时格型码。7 1 利用网格图，将同一信息通过多根天线发射出去，在接收端采用基于欧氏距离的V i t e r b i 译码器译码，译码复杂度呈指数增加。空时分组码懈1 通过发射端构造正交发射矩阵，使得接收端经过简单的线性运算就可以实现译码，译码复杂度远远小于空时格型码，更易于实现。2 2 空时分组码其编码解码可通过下式得到，并假设信道为平坦衰落，砀，7 7 2 为加性高斯白噪声，则( 羔暑 = ( 乏：乏： ( 羔 + ( 篆在t + l 时隙天线l 、2 接收信号为：将( 6 ) 变换后得：2 0 2( 5 )( 6 )一矿后。f，一聆L )，】七一 聆，10行叭口】口，ZU，_吼Q、编砚，。+、，t 五，。L、-、玩忽忍恐 ，、I I、，、，lJ+O OM 耽，、(yY：l(。t，+1。)，i1=Lf一-红hl。*。乏：If。，+f，r772l：)c 7 ，恻2 r 啪2 | 2 紫r 帆h 卜k 芒旧卜吲：l x 芝l + 嘲其中H = h l l , 2 吨h 2 1 也h 2 2 ，通帅，式可实现对的溉、4 、基于导频进行维纳内插的信道估计方法4 1 系统模型b图2 利用维纳内插进行信道估计的2 24 2 维纳内插信道估计【r l , k 】维纳内插是最小均方误差意义上的线性最优离散滤波器阳州。利用已知的初始信道估计进行维纳内插，可得到其它数据位置处的信道响应估计值：| j ；( 刀，k ) ，嚣缈( 玎，k ；n ，k ) 办( 刀，k )( 9 )H 。， E P| | ；( 玎，克) 为维纳内插得到的数据位置的信道响应值，0 9 ( n , k ；”，惫) 为维纳滤波器的系数，五( ”，克) 为初始信道估计得到的信道响应，0 “ N 一1 ，0 k K 一1 ，分别为时域和频域位置索引，P 为接收端使用的导频集合，且满足删= l l e l l - N K 。由维纳内插估计得到的信道响应与实际信道之间的均方误差为：J = E 1 办( 拧，七) 一磊I 刀，七) 1 2 c t 。， 厅( “ ，尼) 为实际信道响应，办( 拧，七) 为利用维纳内插估计得到的信道响应，要使J 获得最小值，由正交性原理n 们知：瑟一一望菱塑望堡堂全延奎叁E ( J I l ( 疗，忌) 一石( 以，七) ) r + ( 刀。，尼。) = oV0 刀”N 一1 ，0 尼”K ( 1 1 )E h ( 1 0 ) 、( 1 1 ) 得2 - DW i e n e r - H o p f 方程。m ) ，+ ( “ 卅磊p ( 呲蹦胛) ，( 一卅M 1 p ，令口( 行彳，七一k 。) = E 办( 咄) ，+ ( 门。，七。) ，C I ，( r t - r t “ , k “。) = 吐，( 玎，忌) r + ( 玎。，七。) 可求得维纳滤波器的最佳抽头系数为国r o ( 门，k ) = 07 ( ”，七) 西；结合( 9 ) 可求得数