目录目录一、目的3二、内容3一主电路工作原理及设计51.1 单端反激变换器工作原理 51.2 单端反激变换器的工作模式及基本关系 51.2.1 电流连续时反激式变换器的基本关系.51.2.2 电流临界连续时反激式变换器的基本关系.71.2.3 电流断续时反激式变换器的基本关系.81.3 RCD 吸收电路工作原理及设计 81.3.1 RCD 吸收电路工作原理.81.3.2 RCD 电路参数设计.91.4 变压器设计 91.4.1 确定匝比.91.4.2 电感设计101.4.3 磁芯选择111.4.4 匝数设计111.4.5 气隙设计121.5 主电路器件的选择 .121.5.1 功率开关管的选择121.5.2 副边整流二极管的选择131.5.3 输出滤波电容的选取131.5.4 钳位电路设计13二控制电路工作原理及设计.132.1 电流控制技术原理 .132.2 电流控制型脉宽调制器 UC3845.142.2.1 UC3845 内部方框图.142.2.2 UC3845 功能介绍.152.3 基于 UC3845 的控制电路设计 162.3.1 开关频率计算162.3.2 保护电路设计17三反馈电路工作原理及设计.173.1 反馈电路工作原理 .183.2 反馈电路设计 .183.2.1 稳压器 TL431 183.2.2 光电耦合器193.3 参数选择 .20四仿真验证.21五总结.26直流隔离电源变换器设计直流隔离电源变换器设计一、目的一、目的 1熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究 PID 闭环调压系统设计方法。2熟悉专用 PWM 控制芯片工作原理及探究由运放构成的 PID 闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。3探究 POWER MOSFET 驱动电路的特性并进行设计和优化。4探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。二、内容二、内容 设计基于脉冲变压器的 DC-AC-DC 变换器，指标参数如下： 输入电压：90V135V； 输出电压：12V，纹波1%； 输出功率：50W； 开关频率：30kHz； 输出电流范围：20%至满载； 具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路； 具有隔离功能； 进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。直流隔离电源变换器设计摘要单端反激变换器是开关变换器的一种基本的拓扑结构，其具有重量轻、体积小、制造工艺简单、成本低、功耗小、工作电压范围宽、安全性能高等优点，因此在实际中应用比较广泛，对单端反激变换器的研究和设计具有重要意义。本次设计实验首先对反激变换器CCM和DCM工作模式下的能量传输过程及其基本关系进行了分析比较，对RCD箝位技术进行了研究，详细阐述了主电路中的高频变压器、MOSFET、输出整流二极管和滤波电容等关键参数设计准则。其次还研究了电流控制技术和基于此技术的UC3845芯片的工作原理及特点，进而设计了控制电路。本电路反馈回路采用可调式精密稳压器TL431配合光耦PC817，达到了更好的稳压效果，提高了系统的可靠性。最后对由主电路、控制电路、反馈回路构成的反激变换器闭环系统进行了详细设计，并进行了仿真验证，分析和验证了电路设计的正确性和准确性。接着根据系统原理和仿真参数，进行实际电路的搭建和调试，搭建的实际电路能够满足项目要求。一主电路工作原理及设计一主电路工作原理及设计1.1 单端反激变换器工作原理图 1-1 给出了反激（Flyback）DC/DC 转换器的主电路及其工作状态的电路。它是由开关管 S、整流二极管 D、滤波电容 C 和隔离变压器构成。开关管S 按照 PWM 方式工作。变压器有两个绕组，初级绕组 L1 和次级绕组 L2，两个绕组是紧密耦合的。使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。以保证在最大负载电流时铁心不饱和。图 1-1 单端反激变换器的主电路图在图1-1中，为Vi输入电压、Vo为输出电压、Io为输出电流、S为开关管、L1、L2为储能电感、为流过电感L1的电流、为流过电感L2的电流，D为1Li2Li续流二极管、C为输出滤波电容、为负载电阻。LR当开关管 S 导通时，续流二极管 D 承受反向偏置电压而截止，流过电感 L1的电流线性增加，储能电感 L1 将电能转换成磁能储存在电感 L1 中，此时，1Li负载由输出滤波电容 C 供电；当开关管 S 断开时，电流降为零，续流二极1Li管 D 导通，储能电感 Ll 将能量通过互感传递给 L2，通过 L2 释放能量，流过电感 L2 的电流线性减小，在减小到 Io 之前，电感电流一部分给负载供电，2Li一部分给电容充电：减小到小于 Io 后，电容进入放电状态，负载由电感和电容共同供电，以维持输出电压和输出电流不变。在开关管 S 断开期间，流过电感L2 的电流线性减小到零时下一个开通周期还没有到来，则会出现副边电感2Li电流断续的状态。根据副边电感电流是否出现断续将电路的工作方式分为连续导电模式（CCM）和不连续导电模式（DCM）。1.2 单端反激变换器的工作模式及基本关系1.2.1 电流连续时反激式变换器的基本关系(1) 开关状态 1（0-Ton）在 t=0 瞬间，开关管 S 导通，电源电压 Ui 加在变压器初级绕组 W1 上，此时，在次级绕组 W2 中的感应电压为，其极性“*”端为正，是二极2 2 1wiWuUW 管 D1 截止，负载电流由滤波电容 Cf 提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为 L1，因此初级电流从最小值pi开始线性增加，其增加率为：minPI（1-1iUdip dtL1）在时，电流达到最大值。ontTmaxPI（1-maxmin 1i PPusUIID TL2）在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通也线性增加。磁通的增加量为：（1-( ) 1i usUD TW3）(2）开关状态 2（Ton-Ts）在 t=Ton 时，开关管 S 关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性“*”端为负，使二极管 D1 导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管D 释放，一方面给电容 C 充电；另一方面也向负载供电。此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量 L2。次级绕组上的电压为，2wouU次级电流从最大值线性下降，其下降速度为：simaxsI（1-02Udis dtL4）在时，电流达到最大值。10 12i DUUUKmaxsI（1-maxmin 2(1)o ssusUIID TL5）在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通也线性增加。磁通的增加量为：（1-( ) 2(1)o usUD TW6）(3）基本关系在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量必然等于开关管关断时的( )减少量，即，则由式（1-3）和式（1-6）可得( )( )( ) （1-7）12211 11ouuiuuUDDW UWDKD式中，是变压器初、次级绕组的匝数比。121 2WKW开关管 S 关断时所承受的电压为 Ui 和初级绕组 W1 中感应电动势之和，即（1-8）12U1i vio uUWUUWD在电源电压 Ui 一定时，开关管 S 的电压和占空比 Du 有关，故必须限制最大占空比 Dumax 的值。二极管 D 承受的电压等于输出电压 Uo 与输入电压 Ui 折算到次级的电压之和，即（1-9）0 12i DUUUK负载电流 Io 就是流过二极管 D1 的电流平均值，即（1-10）minmax1().(1)2ossuIIID根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立：（1-1min2min1max2maxpspsW IW IW IW I11） 由以上各式可得（1-2 max 111 max 211 12.1 12.i pou usi sou usUWIIDWDL fUWIIDDWL f12）1.2.2 电流临界连续时反激式变换器的基本关系如果在临界电流连续时工作，则式（1-7）仍然成立。此时，初级绕组的电流最大值为，则，负载电流max 1.i pu sUIDL f1 max 21.i su sUWIDW L f，故有临界连续负载电流：max1(1)2osuIID（1-112(1)2.i oGouu sUWIIDDL f W13）在 Du=0.5 时，达到最大值oGI（1-1128 .i oG sUWIL f W14）于是（1-13）式可以写成（1-max4(1)oGoGuuIIDD15）上式就是电感电流临界连续的边界。1.2.3 电流断续时反激式变换器的基本关系在电感电流断续时，不仅与占空比有关，而且还与负载电流有关,下oiU UoI面通过能量守恒进行推导。一个周期 T 内直流母线电压 Ui 提供的功率为(1-16)20.5*( )PPL IPT又因,则有(1)/PdconPIVTL(1-17)22(1)() 22iiPPUTonUTonPTLTL设变换器的效率为 80%，则有输入功率=1.25*输出功率,即：(1-18)221.25() 2OiOPVUTon RTL可以求得(1-19)2.5o oion PRUU TTL1.3 RCD 吸收电路工作原理及设计1.3.1 RCD 吸收电路工作原理反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态， 为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大，CCM 模式整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应力。RCD 吸收电路加在变压器原边两端，电路拓扑如图 1-2所示。功率管 S 关断时，变压器漏感能量转移到电容 C 上,然后电阻 R 将这部分能量消耗掉。图 1-2 RCD 吸收电路1.3.2 RCD 电路参数设计(1)功率管截止时，漏感能量等于电容C吸收的能量(1-20)222max111()222lk pDSiresetL IC UUCU式(1-14)中，L1k为变压器漏感、Lpmax为原边电感电流峰值、Uds为最大漏源电压、Ureset为电容C初始电压、Ui为输入直流电压。故(1-21)2max22()lk pDSiresetL ICUUU(2）电容C上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状态在功率管开通之前，电容C上的电压不应放到低于(N1/N2)Uo，否则二极管D导通，RCD箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻R根据下式求得：(1-22)12()OFFOT RCDSiNUU eUN 电阻R额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为(1-23)22 max111()222DSiresetRlkpPL IfC UUCUf(3)二极管 D 承受的峰值电压为 Ui+(N1/N2)Uo，峰值电流为原边电感峰值电流Ipmax。1.4 变压器设计1.4.1 确定匝比加在变换器输入端的直流电压最大为 135V我们选用额定值为 500V 的 mosfet，此时保留 50V 的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过 450V。由上分析知，漏极电压为，于是有inZVV(1-24) 180450450 180270inZZZVVVVV因为为保证最大占空比小于 0.5，需选择标准 150V 稳压管。若以为函数ZORV V画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下，=1.4 均为消耗曲线上的ZORV V明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有(1-25) 0.70.7 1501051.4ZORZVVVV假设 28V 输出二极管正向压降为 1V，则匝比为(1-26)1053.6229ORoDVnVV