单相正弦脉宽调制逆变器的设计摘要：论述了单相正弦波逆变器的工作原理，介绍了 SG3524 的功能及产生 SPWM 波的方法，对逆变器的控制及保护电路作了详细的介绍，给出了输出电压波形的实验结果。 关键词：逆变器；正弦波脉宽调制；场效应管引言当铁路、冶金等行业的一些大功率非线性用电设备运行时，将给电网注入大量的谐波，导致电网电压波形畸变。根据我们的实验观察，在发生严重畸变时，电压会出现正负半波不对称，频率也会发生变化。这样的供电电压波形，即使是一般的电力用户，也难以接受，更无法用其作为检修、测试的电源。同时，在这种情况下，一般的稳压电源也难以达到满意的稳压效果。为此，我们设计了该逆变电源。其控制电路采用了 2 片集成脉宽调制电路芯片 SG3524，一片用来产生 PWM 波，另一片与正弦函数发生芯片 ICL8038 做适当的连接来产生SPWM 波。集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单、更可靠的特点和易于调试的优点。图 1 系统主电路和控制电路框图1 系统结构及框图图 1 示出了系统主电路和控制电路框图。交流输入电压经过共模抑制环节后，再经工频变压器降压，然后整流得到一个直流电压，此电压经过 Boost 电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压 350V（50Hz/220V 交流输出时）。DC/AC 变换采用全桥变换电路。为保证系统可靠运行,防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离。过流保护电路采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在 MOS 管允许的过流时间内将其关断。2 控制及保护电路为了降低成本，使用两块集成 PWM 脉冲产生芯片 SG3524 和一块函数芯片ICL8038，使得控制电路简洁，易于调试。2.1 SG3524 的功能及引脚图 2 所示为 SG3524 的结构框图和引脚图。SG3524 工作过程是这样的：直流电源 Vs 从脚 15 接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的5V 基准电压。5V 再送到内部（或外部）电路的其他元器件作为电源。 振荡器脚 7 须外接电容 CT，脚 6 须外接电阻 RT。振荡器频率 f 由外接电阻RT 和电容 CT 决定，f=1.18/RTCT。本设计将 Boost 电路的开关频率定为10kHz，取 CT=0.22F，RT=5k；逆变桥开关频率定为 5kHz，取CT=0.22F， RT=10k。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端，比较器的反向端接误差放大器的输出。误差放大器实际上是个差分放大器，脚 1 为其反向输入端；脚 2 为其同相输入端。通常，一个输入端连到脚 16 的基准电压的分压电阻上（应取得 2.5V的电压），另一个输入端接控制反馈信号电压。本系统电路图中，在 DC/DC 变换部分，SG35241 芯片的脚 1 接控制反馈信号电压，脚 2 接在基准电压的分压电阻上。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出端互补，交替输出高低电平，其作用是将 PWM 脉冲交替送至两个三极管 V1 及 V2 的基极，锯齿波的作用是加入了死区时间，保证 V1 及 V2 两个三极管不可能同时导通。最后，晶体管 V1及 V2 分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差 180。当 V1 及 V2 并联应用时，其输出脉冲的占空比为 090；当 V1 及 V2 分开使用时，输出脉冲的占空比为 045，脉冲频率为振荡器频率的 1/2，在本系统电路图（图 1）中，两块 SG3524 都为并联使用。当脚 10 加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，进行过流保护。 2.2 利用 SG3524 生成 SPWM 信号按照上述 SG3524 的工作原理，要得到 SPWM 波，必须得有一个幅值在13.5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到 SG35242 内部，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波。我们设计的控制电路框图，以及实际电路各点的波形，如图 3 所示。正弦波电压 ua 由函数发生器 ICL8038 产生。ICL8038 引脚和具体的接法如图 4 所示。正弦波的频率由 R1，R2 和 C 来决定，f=，为了调试方便，我们将 R1 及 R2 都用可调电阻，R2 和 R 是用来调整正弦波失真度用的。在实验中我们测得当 f=50Hz 时，R1R2=9.7k，其中 C=0.22F。正弦波信号产生后，一路经过精密全波整流，得到馒头波 uc，另一路经过比较器得到与正弦波同频率，同相位的方波 ub。uc 与 1V 基准经过加法器后得到 ud，ud 输入到 SG35242 的脚 1，脚 2 与脚 9 相连，这样 ud 和锯齿波将在 SG35242 内部的比较器进行比较产生 SPWM 波 ue。分相电路用一块二输入与门 74LS08 和一块单输入非门 74LS05 所组成。ub 和 ue 加到分相电路后就可以得到驱动信号 uf和 ug，再将 uf 和 ug 加到 MOS 管驱动电路的光耦原边，就可以实现正弦脉宽调制。2.3 驱动电路设计设计的驱动电路如图 5 所示，它由驱动脉冲放大和 5V 基准两部分组成。脉冲放大包括光耦 Vo1，R1 和 R2，中间级的 VT1，推挽输出电路 VT2 和 VT3，对高频干扰信号进行滤波的 C1；5V 基准部分包括 R4，VZ1 和 C2，它既为 MOS 管提供5V 的偏置电压，又为输入光耦提供副边电源。其工作原理是：1）当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使 VT1 基极电位迅速下降，VT1 截止，导致 VT2 导通，VT3 截止，电源通过 VT2，栅极电阻R5，使 MOS 管导通；2）当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使 VT1 基极电位上升，VT1 导通，导致 VT3 导通，VT2 截止，MOS 管栅极电荷通过 VT3，栅极电阻 R5 迅速放电，5V 偏置电压使之可靠地关断；3）电阻 R5 和稳压管 VZ2，VZ3 用以保护 MOS 管栅极不被过高的正、反向电压所损坏；4）光耦 Vo1 采用组合光敏管型光耦 6N136，具有光敏二极管响应速度快，线性特性好，电流传输大的优点，能满足实验的要求。2.4 过流保护电路过流保护是利用 SG3524 的脚 10 加高电平封锁脉冲输出的功能。当脚 10 为高电平时，SG3524 的脚 11 及脚 14 上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。过流信号取自电流互感器（对 SG35241 芯片串接在工频变压器的副边，对 SG35242 芯片串接在滤波电路前），经整流后得到电流信号加至如图 6 所示过流保护电路上。过流信号加至电压比较器 LM339 的同相端。当过流信号使同相端电平比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平，则二极管 D2 将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲，则 Boost 电路停止工作，在正常状态下，比较器输出零电平，不影响 Boost 电路工作。2.5 反馈调压电路反馈调压电路图如图 7 所示。当逆变器正常工作时，逆变器的输出信号接反馈变压器，其二次电压经整流，滤波，分压得到反馈电压 uo，显然，uo 的大小正比于逆变器的输出电压。调节 W1 可调节负反馈电压的大小，从而调节逆变器输出电压的幅值。uo 控制信号被送到 SG35241 芯片的误差放大器的反相端脚 1。误差放大器的同相端脚 2 接参考电平。这样，SG3524 的输出脉冲的占空比就受到反馈信号的控制。调节过程是这样的，当逆变器输出因突加负载而降低时，它会使加在 SG35241 的脚 1 的输入反馈电压下降，这会导致SG35241 输出脉冲占空比增加，从而使得 Boost 电路输出电压升高，逆变桥的直流电压升高，逆变器输出交流电压升高。反之亦然。可见，正是通过SG35241 的脉宽调制组件的控制作用，实现了整个逆变器的输出自动稳压调节功能。3 逆变器的实验结果按本设计的 SPWM 逆变器方案试制了样机，其额定输出功率为 300W，滤波器参数取 L=0.7mH，C=5F，滤波效果较好，样机的输出电压如图 8 所示。从直观看，电压波形正弦度较好（因条件所限，尚未测试 THD）。用此样机带负载运行，效果较好。实验表明，本文提出的系统方案是切实可行的，可以用在铁路、冶金等大功率非线性用电设备附近，作为对电网输入电压要求较高的一类负载（如检修、测试设备）的电源。另外，为了满足客户的要求，本电路还可以提供 60Hz/110V 的正弦电源。