电容储能式高速电磁阀驱动电路的研制摘 要：本文介绍了一种电容储能式高速电磁阀驱动电路。通过采用高端电流检测反馈控制PWM输出实现了对电磁阀电流的精确控制。与传统的电磁阀驱动电路相比，其控制逻辑简单，更符合电磁阀的电流响应特点，且有利于降低功耗和防止电磁阀过载。关键词：高速电磁阀；驱动电路；电容储能；高端电流检测高压共轨燃油喷射系统是柴油发动机的发展方向之一。该系统通过控制燃油的共轨压力和喷油器的快速启闭来保证发动机对喷油正时、精确喷油量及理想喷油率等方面的要求。其中关键执行器件是高速电磁阀，其电流响应特性决定其驱动电路应满足下列基本要求。1. 电磁控制阀开启前的能量强激功率驱动模块应以尽可能高的速率为电磁阀注入能量, 确保电磁控制阀在开启过程中产生足够大的电磁作用力, 缩短开启响应时间。2. 电磁控制阀开启后, 因工作气隙较小, 磁路磁阻很低, 电磁线圈通入较小的保持电流便能产生足够大的电磁作用力以保证电磁控制阀的可靠开启。小的保持电流可以降低能量消耗, 减小线圈发热, 同时有利于电磁控制阀的快速闭合。综上所述，电磁阀驱动电路的设计要求在电磁阀的不同工作阶段应维持相应的理想驱动电流。目前常见的电磁阀驱动电路大致分为可调电阻式、双电压式、脉宽调制式和双电压脉宽调制式4种。其中可调电阻式驱动电路结构简单但功耗较大，双电压式功耗有所减小但仍不理想。脉宽调制式与双电压脉宽调制式均采用PWM来控制电磁阀保持电流，大大减小了功耗。与脉宽调制式相比，双电压脉宽调制式的好处在于电磁阀保持电流由蓄电池提供，减轻了DC/DC升压电路的负载。然而上述的几种驱动电路存在的共同问题是难以确保在喷油脉宽时序重叠的情况下电磁阀的正常打开。这是因为当两路喷油信号在相位上重叠时，其中一路电磁阀的导通将导致DC/DC升压电路的电压瞬时下降，这时的电压将无法保证另一路电磁阀的正常打开。本文的课题背景中，柴油高压共轨转子机前后双缸分别配备双喷油器，即引燃喷油器和主喷油器分别独立控制，且两路喷油器在部分工作中喷油时序重叠。因此需设计开发一种新型的驱动电路，以保证在这部分情况下喷油器能正常工作，即保证喷油正时和精确喷油量。图1 电容储能式高速电磁阀驱动电路原理图图2 电磁阀电流波形图图3 高端电流检测电路原理图 电容储能式高速电磁阀驱动电路主体电路电容储能式高速电磁阀驱动电路原理如图1所示。转子机前缸的引燃喷油脉宽信号INJ1与后缸的引燃喷油脉宽信号INJ3通过或非门后，输入到高端驱动芯片驱动高端功率MOS管Q1，DC/DC升压后的100V电源通过Q1打开后向电容C1充电，在喷油脉宽周期内Q1关断。PWM发生器通过功率MOS管Q2控制12V电源输入的占空比。Q1与Q2的源极分别通过二极管D11和D12连接电磁阀L1与L3的上端，D11和D12的作用是将100V和12V两个不同电压的电源隔离开。INJ1和INJ3分别通过低端功率MOS管Q4和Q5实现选缸。D13、D14为续流二极管。电流检测放大器与PWM发生器相连实现反馈控制。电路工作过程如下。当ECU输出喷油脉宽INJ1时，Q4选缸导通，电容C1在INJ1开始时刻向电磁阀L1放电。这时Q5无选缸信号，电磁阀L3截止，Q1关断，禁止100V向电容C1充电，12V自行反向截止。直到C1放电至低于12V后，12V通过Q2以PWM方式向电磁阀L1提供能量。PWM占空比通过电流检测放大器实现反馈控制。INJ1结束后，Q4关断，L1截止，Q1导通，100V开始向C1充电。当发动机经过一个工作循环，ECU输出后缸引燃喷油脉宽INJ3时，电容C1已充满电，这时高端部分重复上述工作过程，Q5选缸导通，电磁阀L3工作，电磁阀L4截止。 图2为电磁阀的电流波形图，从中可以看到电磁阀的整个工作过程。A点时刻C1开始放电，电磁阀电流迅速上升；在B点时刻电磁阀电流到达峰值电流约30A；至C点时刻C1电压从100V降到12V，12V电源开始提供电流，电路中设置了保持电流10A，D点时刻喷油脉宽结束，电磁阀关断，电容C1开始充电；E点时刻电容C1充满,电压上升到100V。与上述类似，转子机前缸的主喷油脉宽信号INJ2与后缸的主喷油脉宽信号INJ4通过另一放电电容C2以相同方式工作。通过设置C1和C2两个放电电容，在INJ1与INJ2、INJ3与INJ4时序重合的工作状态下保证了开启电压各自稳定在100V，从而保证了电磁阀的可靠打开。图2中容易看到A点到C点时刻电容在放电的过程中电压同时在下降。这完全符合前述的电磁阀工作特性。与双电压脉宽调制式驱动电路相比，电容储能式的驱动电路功耗更小。且由于电容每次储能是有限的，所以可防止在某些意外状况下电磁阀发生过载烧毁。同时，电容储能式驱动电路无需象其他几种驱动电路那样必须通过喷油脉宽同步产生一个开启脉宽做为高压的控制信号，从而简化了电路逻辑。PWM及高端驱动电路本设计中PWM发生芯片选用了TL494 PWM芯片，其中两路误差放大器分别用于前后两缸引燃与主喷的电流检测负反馈接口，无需另外增加运放。高端驱动器选择了IR公司的专用浮地驱动芯片IR2103。需要注意的是IR2103外围自举电容和反向二极管的选择。在IR2103高端部分工作时，既需要保证在开关管关断过程中自举电容充电时间足够短，又应保证在开关管导通过程中电容电压下降不大，这就要求自举电容具有合适的电容量且漏电流要小。反向二极管的选择则要求在高端打开时，其反向漏电流必须足够小，以维持自举电容两端的压差。电容器的选择 为保证高压开启部分能提供足够的能量，需对放电电容的容量进行计算。由图3的电磁阀电流波形，对曲线进行近似积分，估算电磁阀开启所需电量C约为24mF，考虑一定的余量后，选择容量为33mF的电容。需要注意这里的放电电容应满足高压、高频、大电流工作条件下的反复充放。经过比较后本设计选用了金属化聚丙烯薄膜电容器。高端电流检测电路本驱动电路的另一特点是采用了高端电流检测反馈控制PWM输出。与恒定PWM占空比控制方式相比，电流闭环反馈PWM控制可在电池电压变化的情况下保证电磁阀保持电流的恒定。这一点对于保证喷油量的精确是很必要的。目前一般的电流反馈控制往往采用在低端设置接地电阻进行电流采样。这种方式的好处在于结构简单，成本低。然而却存在一些问题，如电流检测时电磁阀续流环难以包含在内，精度较低等。本驱动电路采用了高端电流检测的方法。高端电流检测的好处在于不仅解决了其电流检测时续流环难以包含在内的问题而且提供了高端部分的短路保护，此外，测量精度也较高。但高速电磁阀的开启电压高达100V，远远超过普通IC的工作电压。一般来说高端电流检测芯片往往由于自身工作电压的限制难以在高压领域得到应用。因此在应用中需设计搭建外围电路来实现电流检测芯片的浮地工作，其电路原理图如图3所示。电流检测芯片采用了Maxim公司的MAX4172。该器件是差分输入、电流值输出的高端电流检测放大器，输出电流值与输入差模值成比例，易转化为对地电压值。图3中外围电路功能如下。Z9、R38和Q14组成并联稳压器。齐纳二极管Z9将IN+、IN-、VCC与GND之间的电压箝位在10V,电阻R38与三极管Q14则保证齐纳二极管Z9的逆向偏置电流保持在一个合适的值。只要在齐纳二极管Z9的工作电流范围内，通过调整R38的大小即可使得该高端电流检测电路在任意高的电压下工作。箝位电压设为10V，以及设置二极管D13和电容C35的目的都是为了保证在低压保持PWM阶段使整个电流检测电路供电电压的稳定。三极管Q13和电阻R39将输出电流值转换成对地的电压值，该电压值被反馈到PWM发生器TL494的误差比较口，与设定的反馈比较电压Vl进行比较，进而实现对PWM的反馈控制。其中R39的阻值和反馈比较电压Vl的大小是根据电磁阀的工作电流倒推计算得到的。已知MAX4172的输出与输入的比例系数Gm=10mA/V，设定检测电阻Rs=10mW，电磁阀保持电流期望值为10A。经计算V1为1.5V。从2的电磁阀电流波形可以看到在设定反馈比较电压V1 =1.5V的参数下，电流检测反馈控制后的电磁阀保持电流稳定在10A左右。 结语电容储能式电磁阀驱动电路具有以下特点。1. 特别适用于如转子机中引燃和主喷两个喷油脉宽时序上可能重叠的情况。可确保电磁阀开启高压的稳定；2电容放电模式更符合电磁阀的电流响应特点。有利于保护电磁阀并降低功耗；3无需产生开启脉宽。只需单片机给出喷油脉宽即可工作，简化了驱动电路；4电路采用高端电流检测反馈控制的PWM输出。与低端设置采样电阻的电流检测方法相比，不仅能精确控制电磁阀保持电流，解决了电流检测时电磁阀续流环难以包含在内的问题，而且提供了高端部分的短路保护。通过在发动机电控系统中应用这种新型驱动电路，已初步实现了转子机的稳定运转。