单相正弦波逆变电源摘要：本单相正弦波逆变电源的设计，以12V直流电源作为输入，输出为36V、50Hz的标准正弦波交流电。该电源采用全桥逆变和推挽升压两级变换，在控制电路上，前级推挽升压电路采用SG3525芯片控制；逆变部分采用驱动芯片74LS07进行全桥逆变，直接用程序进行SPWM的调制；在保护上，具过压保护功能电路，增强了该电源的可靠性和安全性；输出交流电压通过AD637的真有效值转换后，再由MSP430单片机的控制进行模数转换，最终将电压值显示到液晶12864上，形成了良好的人机界面。关键词：单相正弦波逆变 DC-DC DC-AC SPWM一、方案设计与论证 本设计要求制作一个单相正弦波逆变电源，输出电压波形为正弦波。设计中主电路采用电气隔离、DC-DC-AC的技术，控制部分采用SPWM技术，利用对逆变原件电力MOSFET的驱动脉冲控制，使输出获得交流正弦波的稳压电源。1.1 DC-DC变换器的方案论证与选择 案一：Boost升压式DC-DC变换器。开关的开通和关断受外部PWM信号控制，电感将交替地存储和释放能量，电感储能后使电压泵升，而电容可将输出电压保持平稳，通过改变PWM控制信号的占空比可以相应实现输出电压的变化。该电路采取直接直流升压，电路结构较为简单,但是电容和电感的取值比较难符合要求。 方案二：采用集成芯片MC34063，来实现12v到36v的升压。此方案的电路搭建简单，而且准确度比较高，很容易达到升压的效果。 方案比较：都能到达升压的效果，但是Boost升压式使用的分立元件较多，实现升压的准确性和可行性都比如方案二，所以我们选择方案二。1.2 DC-AC变换器的方案论证与选择方案一：半桥式DC-AC变换器。在驱动电压的轮流开关作用下,半桥电路两只晶体管交替导通和截止,它们在变压器T原边产生高压开关脉冲,从而在副边感应出交变的方波脉冲,实现功率转换。半桥电路输入电压只有一半加在变压器一次侧，这导致电流峰值增加，因此半桥电路只在500W或更低输出功率场合下使用，同时它具有抗不平衡能力，从而得到广泛应用。方案二：全桥DC-AC变换器。全桥电路中互为对角的两个开关同时导通，而同一侧半桥上下两开关交替导通，将直流电压成幅值为交流电压，加在变压器一次侧。改变开关的占空比，也就改变了输出电压。 方案比较：方案一和方案二都可以作为DC-AC变换器的逆变桥，由两者的工作原理可知，半桥需要两个开关管，全桥需要四个开关管。半桥和全桥的开关管的耐压都为,而半桥输出的电压峰值是，全桥输出电压的峰值是，所以在获得同样的输出电压的时候，全桥的供电电压可以比半桥的供电电压低一半。出于这点的考虑，决定采用方案二。2 系统组成系统方框图如图1.2.7所示，先采用DC-DC变换器把12V的直流电压升至36V；为保证输出真有效值为36V的正弦波不出现截止失真和饱和失真，输出电压反馈采用调节SPWM信号脉宽的方式。输出电压使用AD637进行DC转换后，由ADC采样后分析，在液晶屏幕上显示。辅助电源DCACAD637DCDC12V直流电辅助电源MSP43074LS07驱动12864显示PWM波二、 理论分析与计算2.1 SPWM相关分析与参数计算由于本题要求输出电压频率为频率,因此在SPWM调制方式上可以选择同步调制，即载波比N（计算公式如公式（2.1）所示）为常数.为了使相位差控制在1度以内，每个周期所取的点数应该不少于180个（即N=180）。但开关频率提高开关损耗就会上升，所以开关频率不能太高。综合以上两点，本设计取N=320。这样理论上可以实现的相位跟踪精度为0.45度（50HZ）。 式（2.1） 载波频率；调制波频率载波频率为 500/8M=16KHz 三、单元硬件电路设计3.1 DC-DC变换器控制电路的设计振荡频率仅取决于3脚外接电容的大小；C 和D输入端都变成高电平时触发器被置为高电平，输出开关管导通;反之当振荡器在放电期间，C 输入端为低电平，触发器被复位，使得输出开关管处于关闭状态；电流限制通过检测连接在VCC和5 脚之间电阻上的压降来完成功能。DC-DC变换器控制电路如图3.1.1所示。图3.1.1 3.2 DC-AC全桥逆变电路的设计电路采用两个半桥驱动芯片IR2110分别驱动全桥的两边场效应管IRF540按驱动信号SPWM波交替导通，输出功率放大的SPWM波。全桥逆变电路图如2.2.1所示：四只MOSFET管VT1VT4 分别组成两个桥臂,形成主开关桥路,R为负载,与主开关桥路并联的四个二极管VD1VD4为感性电流提供继续流动的通路。在PWM驱动信号的控制下,VT1 、VT3 与VT2 、VT4交替通断,其通断流程如下:(1)VT1 、VT3处于on(VT2 、VT4off) ,UAN =UD,UBN=0;U0 =UD;(2)VT2 、VT4 处于on(VT1 、VT3 off) ,UAN =0,UBN=UD;U0 = - UD;(3)VT1 、VT2处于on(VT3 、VT4off) ,UAN =UD,UBN=UD;U0 =0;(4)VT3 、VT4 处于on(VT1 、VT2 off) ,UAN =0,UBN=0;U0 =0。可以看出,这种桥式逆变电路要特别注意死区时间的选取,也就是SPWM控制信号必须保证逆变电路同一桥臂的两个开关元件不能同时导通,否则就会出现直通现象,造成逆变电路瞬间大电流而烧MOSFET逆变管。 。图3.2.1 DC-AC全桥逆变电路原理图3.3 SPWM波的实现（1）SPWM波的原理 在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。当正弦值为最大值时，脉冲的宽度也最大，而脉冲间的间隔则最小，反之，当正弦值较小时，脉冲的宽度也小，而脉冲间的间隔则较大，这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减小，称为正弦波脉宽调制。（2）实现方法一般情况下, SPWM的控制方案有两种,即单极性调制法和双极性调制法。1）双极性调制方式双极性调制时，逆变全桥电路的对角功率管（S1/S4，S2/S3）同时开通和关断，两组互补导通，所有功率管均为高频开关。如图3.4所示，每发生一次开关，逆变桥的输出电压UAB为正输入电压或负输入电压，从而在输出电压的半个周期内，UAB在+Ud和-Ud电平之间切换，即+1/-1（或-1/+1）切换方式，整个输出电压周期内得到两态的输出电压波形。图3.3.1 双极性SPWM生成机制图3. 3.1 单极性SPWM生成机制2）单极性调制方式传统的单极性调制方式原理如图3.5所示，逆变桥的两个桥臂分别通过三角载波c与正负正弦调制信号（m、-m）相交截分开调制，当对角功率管开通时（S1/S4或S2/S3），逆变桥输出UAB为+Ud或-Ud；当桥臂上部两只功率管（S1、S2）或下部两只功率管开通时，逆变桥的输出UAB为零。这样，每发生一次开关，输出电压UAB在0与+Ud或0与-Ud之间变化，从而在输出电压的半个周期内，UAB为+Ud和0或-Ud和0，即+1/0（0/+1）或-1/0（0/-1）切换方式，整个输出电压周期内所得到三态的输出电压波形。单极性法所得到的SPWM信号有正、负和0三种电平,而双极性法所得到的PWM信号只有正和负两种电平。由于双极性法是在完整的正弦波周期内,用载波调制而生成PWM驱动信号来控制桥臂上下对角位置的两个MOSFET管,而另两个MOSFET管的驱动信号实际上是此信号取反而得到。这种方案需考虑死区问题,也就是上下桥臂的驱动信号不能简单取反,而需要错开一延迟时间(时间的大小应对照所用MOSFET器件手册数据而确定) 这样就需要考虑硬件问题,对于用软件实现两路SPWM控制信号来说,设计就比较复杂且难以调试。而单极性法是在正弦控制信号的半个周期内PWM驱动信号只有一种极性变化,每两个管子导通时只产生半个正弦周期的SPWM控制,只要两路驱动信号相互错开180,即一个MOSFET管开通的同时,同一桥臂的另一个MOSFET管的驱动已移相180,始终处于关断状态。这样从理论上就不存在死区的控制问题.所以相对于双极性法来说单极性方案的软件实现容易,且能保证波形的准确性,使逆变电路的输出波形能最大限度的等效于所需正弦波。 图：最终完整SPWM波形图3.4 真有效值转换电路的设计真有效值转换电路采用高精度的AD637芯片，可测量的信号有效值高达7V，精度优于0.5%，3dB带宽为8MHz，可对输入信号的电平以dB形式表示。其应用电路如图2.4.1所示。逆变电源的输出电压及电流经AD637进行有效值变换后的模拟电压信号送A/D转换器AD0832，由STC89C52控制AD0832进行模/数转换，并对转换结果进行运算处理。为输出电压经 5倍分压后的输入。为输出电压经5倍分压后的真有效值电压输出口。最终输出电压真有效值可由下式决定。 （2.4.1）为电流传感器TA1016-2对输出电流采样转化为电压后的输入口，为输出电流转换为电压后的真有效值输出口。最终输出电流真有效值可由下式决定。 （2.4.2）图2.4.1 AD637构成的真有效值转换电路3.5 保护电路的设计3.5.1过流保护电路的设计过流保护电路如图2.5.1所示。此电路是过流保护电路，其中100k电阻用来限流，通过比较器LM311对电流互感器采样转化的电压进行比较，LM311的3脚接一10k电位器来调比较基准电压，输出后接一100的电阻限流它与后面的220F的电容形成保护时间控制。当电流过流时比较器输出是高电平产生保护，使SPWM不输出，控制场效应管关闭，等故障消除，比较器输出低电平，逆变器又自动恢复工作。图2.5.1 过流保护电路图3.5.2电流检测电路的设计图2.5.4是电流检测电路，通过电流互感器采样输出电流，通过一个390的电阻转化成电压值，在用AD采样进单片机,由12864液晶显示电流。图2.5.4 电流检测电路图3.6 低通滤波器的设计低通滤波器原理图如图2.10.1所示。低通滤波器采用一阶无源LC低通滤波器，低通滤波器L、C的取值可由下式得到。 (2.10.1) (2.10.2)为了避免磁环电感饱和，Q值取0.1，截止频率为3.5kHz，经计算，C的值为1.13F，实取0.68F。L为3.04mH，实取2.36mH。图2.10.1 低通滤波器原理图四. 软件设计软件总体框图：初始化检测电路状态产生SPWM波过流过压/欠压不产生SPWM不产生SPWM波4.1 A/D转换的控制程序的设计MSP430系列单片机的很多系列都具有模/数转换模块，本题所采用的MSPF169含有ADC12模块，转换精度为12位。ADC12的内核是一个12位的模数转换器，该内核使用两个可编程的参考电压（Vref+和Vref-）定义转换的最大值和最小值。输入模拟电压的最终转换