第九章 梯形波永磁同步电动机（无刷直流电动机）的控制技术* 根据电机设计理论可知，使电机气隙磁通密度按梯形波分布的永磁无刷同步电动机可定义为“梯形波永磁无刷同步电动机”。又从工作原理和构成上看，梯形波永磁无刷同步电动机与直流电动机类似，仅仅是用电子换向代替了机械换向 ， 因 此 在 实 际 工 程 中 习 惯 称 为 “无 刷 直 流 电 动 机”（Brushless DC Motor，缩写BLDM）。 无刷直流电动机是一种新型机电一体化电机，它是电力电子技术、控制理论和电机技术相结合的产物。由于无刷直流电动机具有直流电动机的优越性能（控制性能好、调速范围宽、起动转矩大、低速性能好，运行平稳等），因而广泛应用于工业、国防、航空航天、交通运输、家用电器等国民经济各个领域中，发展前景光明，市场广阔。内容概要l无刷直流电动机的基本组成；l无刷直流电动机的工作原理；l无刷直流电动机与永磁同步电动机的比较；l无刷直流电动机的运行控制特性；l无刷直流电动机调速系统；l无刷直流电动机无位置传感器控制。本章讲述：*9.1 无刷直流电动机无刷直流电动机的的基本组成组成 无刷直流电动机的构成如图9-1所示。图中PMS为三相永磁电动机，轴上装有一台磁极位置检测器BQ，由它发出转子磁极位置信号，经逻辑控制器DLC,产生控制信号，控制逆变器UI工作。*图图9-1 无刷直流电动机组成原理图无刷直流电动机组成原理图*9.1.1 永磁梯形波同步电动机永磁梯形波同步电动机无刷直流电动机本体无刷直流电动机本体 构成无刷直流电动机的永磁同步电动机一般设计成永磁梯形波电机。所谓梯形波电动机是指电机的气隙磁通密度的波形为梯形波，如图9-2所示其平顶宽120 电角度（理想状态为 120电角度的矩形波，通常称作方波，实际电机中较接近于梯形波），与 120导通型三相逆变器相匹配，由逆变器向电机提供三相对称的，与电势同相位的梯形波电流。它与正弦波电动机相比，具有以下优点。*图图9-2 电机气隙磁通密度分布为梯形波电机气隙磁通密度分布为梯形波* (1)电机与电力电子控制电路结构简单，在电机中产生平顶波的磁场分布和平顶波的感应电势，比产生正弦分布的磁场和正弦变化的电势简单，同样，产生方波电压、方波电流的逆变器比产生正弦波电压、正弦波电流的逆变器简单的多，控制也方便。 (2)工作可靠，梯形波电机的逆变器采用120导通型,逆变器同一个桥臂中不可能产生直通现象，工作可靠，尤其适用于高速运行。* (3)转矩脉动小，三相对称，波宽 120的平顶波电势和电流，当相位相同时，转矩脉动小。 (4)材料利用率高，出力大，在相同的材料下，电机输出功率较正弦波大10.2% ，同一个逆变器，控制方波电动机时比控制正弦波电动机时，逆变器的容量可增加15% ，因在输出同一转矩条件之下，平顶波的波幅比正弦波的波幅小。 (5)控制方法简单，磁场定向控制简化为磁极位置控制，电压频率协调控制简化为调压控制（频率自控）。* 电动机部分的结构和经典的交流永磁同步电动机相似，其定子上有多相绕组，转子上镶有永久磁铁。图9-3是内转子和外转子的无刷直流电动机本体的典型机械结构。a)b)图图9-3 无刷直流电动机本体典型机械结构无刷直流电动机本体典型机械结构(a)内转子无刷直流电动机内转子无刷直流电动机 (b) 外转子无刷直外转子无刷直流电动机流电动机*9.1.2 电力电子逆变器及工作方式 无刷直流电动机的电枢绕组与交流电机定子绕组相同，通常有星形绕组和三角形绕组两类。它们与逆变器相连接的主电路又有桥式和非桥式之分，其相数也有单相、两相、三相、四相、五相等，种类较多。*1. 电力电子逆变器 （1）星形接法 星形连接如图9-4所示，其中图9-4（a）、（c）为星形桥式；图9-4（b）、（d）为星形非桥式。两相绕组亦可连接成星形和桥式接法，如图9-4（e）、（f）所示。*图图9-4 星形连接星形连接* （2）三角形接法 三角形连接绕组如图9-5所示，逆变器为桥式连接。图图9-5 三角形连接三角形连接* 2. 工作方式 在无刷直流电动机中，三相应用最广。现以三相为例，说明其工作方式。 三相星形桥式接法的工作方式如下。 （1）两相导通三相六状态 图9-4（a）所示是三相桥式逆变器，A,B,C三个桥臂中，任何一个桥臂的上，下两管不能同时导通，若每次只有两相同时导通，即一个桥臂的上管（或下管）只与另一桥臂的下管（或上管）同时导通，则构成120电角导通型三相六状态工作方式，其导通规律和状态电压矢量见表9-1。*表表9-1 两相导通三相六状态导通规律两相导通三相六状态导通规律和电压矢量和电压矢量* （2）三相导通三相六状态 在图9-4（a）所示的桥式星形连接的逆变桥中，如果每次均有三只晶体管同时导通，则每支管导通的持续时间为1/2周期（相当于 电角度），亦构成三相六状态工作方式，其导通规律和状态电压矢量见表9-2.表表9-2 三相导通三相六状态导通规律和电压矢量三相导通三相六状态导通规律和电压矢量* （3）两相、三相轮换导通三相十二状态 三相桥式星形连接逆变器，如果采用两相、三相轮换导通，就是依次轮换，有时两相同时导通，然后三相同时导通，再变成两相同时导通 每隔 电角，逆变桥晶体管之间就进行一次换流，每只晶体管导通持续时间为5/12周期，相当于 电角度，便构成十二状态工作方式。其中每种状态持续1/12周期，其导通规律和状态电压矢量见表9-3。*表表9-3 两相、三相轮流导通规律和电压矢量两相、三相轮流导通规律和电压矢量*图图9-6 A相电压波形相电压波形 150导通型逆变器的优点如下。（1） 避免了180导通型逆变桥臂直通的危险。（2） 避免了120导通型逆变桥任何时刻都有一相开路，容易引起过电压的危险。*9.1.3 转子位置传感器 转子磁极位置检测器又称转子位置传感器，它是检测转子磁极与定子电枢绕组间的相对位置，并向逆变器发出控制信号的一种装置，其输出信号应与逆变器的工作模式相匹配。在三相桥式逆变器电路中，电机的转子磁极位置检测器输出信号为三个宽为180电角，相位互差120电角的矩形波；在三相零式（非桥式）逆变电路中，电机转子磁极位置检测器输出信号为三个宽度大于或等于120电角度，相位互差120电角的矩形波，波形的轴线应与相应的相电枢绕组中感应电势 波形的轴线在时间相位上一致。位置检测器的三个信号，在电机运行时不应消失，即使电机转速置零时，还应有信号输出。* 转子磁极位置检测器的主要技术指标是：输出信号的幅值、精度、响应速度，抗干扰能力，体积质量和消耗功率，以及调整方便和工作的可靠性。 常用的位置检测器分电磁感应式、光电式、霍尔开关式和接近开关式等，他们都由定子和转子两部分构成。这里只介绍前三种。*1）电磁感应式位置检测器 电磁感应式位置检测器又称差动变压器式位置检测器。其转子为一转盘，它是一块按电角为切成的扇形导磁圆盘，对于四极电机的位置检测器结构原理如图9-7（a）所示。其定子为三只开口的“ E”形变压器，这三只变压器在空间相隔120电角，如图9-7（a）所示。在“E”形铁心的中心柱上绕有次级线圈，外侧两铁芯柱上绕有次级线圈。外侧两铁芯柱上绕有初级线圈，并由外加高频电源供电。当圆盘 电角度的突出部分处在变压器两芯柱下时，磁导增大，磁阻变小，而另一侧芯柱下的磁阻不变。由于两侧磁路变为不对称，刺激绕组便有感应信号输出，当电机旋转时，位置检测器圆盘的突出部分依次扫过变压器A，B，C，于是就有三个相位相差120电角的高频感应信号输出，经滤波器整流后，便呈180电角宽的、三个相位互差120的矩形信号输出，经逻辑处理以后，向逆变器提供驱动信号。* 另一种电磁感应式位置检测器的定子是由带齿的磁环、高频激磁绕组和输出绕组组成。转子为扇形磁芯柱如图9-7（b）所示，目前常用的磁芯材料为锰锌铁氧体，其磁导率 ，品质因数 ，为软磁材料。图图9-7 电磁电磁感应式位置检感应式位置检测器测器*2）光电式位置检测器 光电式位置检测器也是由定子、转子组成的。其转子部分是一个按 电角度开有缺口的金属或非金属圆盘或杯形圆盘，其缺口数等于电机极对数；定子部分是由发光二极管和光敏三极管组合而成的。市场上已经有“ ”形光耦元件供应，常称槽光耦。每个槽光耦由一只发光二极管和光敏三极管组成，使用十分方便。槽的一侧是砷化镓发光二极管，通电时发出红外线；槽的另一侧为光敏三极管。由它组成的光电式位置检测器如图9-8所示。当圆盘的突出部分处在槽光耦的槽部时，光线被圆盘挡住，光敏三极管呈高阻态；当圆盘的缺口处在光耦的槽部时，光敏三极管接受红外线的照射，呈低阻态。位置检测器的圆盘固定在电机转轴上，随电机转子旋转，圆盘的突出部分依次扫过光耦，通过电子变换电路，将光敏三极管高、低电阻转换成相对应的高、低电平信号输出。对于三相电机，位置检测器的定子部分有三只槽光耦，在空间相隔120电角度，发出相位互差120的三个信号，经逻辑处理后向逆变器提供驱动信号。*图图9-8 光电式位置检测器光电式位置检测器*3）霍尔开关式位置检测器 霍尔元件是一种最常用的磁敏元件，在霍尔开关元件的输入端通以控制电流。当霍尔元件受外磁场的作用时，其输出端便有电势信号输出；当没有外界磁场作用时，其输出端无电势信号。通常把霍尔元件敷贴在定子电枢磁芯气隙表面，根据霍尔元件输出的信号便可判断转子磁极位置，将信号处理放大后便可驱动逆变器工作。*4）两相导通星形三相六状态的驱动信号 两相导通星形三相六状态工作的无刷直流电动机转子位置信号逻辑变换的波形和电路如图9-9所示。该电路具有电机正反转控制功能。图中 为转子位置检测器输出信号，电路的端点1,3,5,4,6,2分别与逆变桥功率管的驱动电路连接，提供驱动信号。显然，图中换相逻辑变换电路相当复杂，这里仅用于说明原理，随着集成电路技术的发展，目前已广泛使用EPROM、GAL等芯片编程，实现换向逻辑变换，简单可靠。*图图9-9 两相导通三相六状态（正反转两相导通三相六状态（正反转逻辑和控制电路）逻辑和控制电路）*9.2 无刷直流电动机的工作原理9.2.1 基本工作原理 无刷直流电动机的工作原理可用等效直流电动机模型来说明，它相当于带有三个换向片的直流电动机，电刷放在几何中心线上，如图9-10所示。直流电动机是电枢旋转，而无刷直流电动机是转子磁极旋转。由以上分析可和无刷直流电动机构成可以看出，无刷直流电动机就是自控变频同步电动机（无换向器电机）。因此，无刷直流电动机的基本工作原理等同自控变频同步电动机。以下分析无刷直流电动机的工作原理*图9-10 无刷直流电动机的直流电机模型*图图9-11 无刷直流电动机定、转子磁场无刷直流电动机定、转子磁场空间相对位置空间相对位置* 综上所述，无刷电流电动机借助转子位置检测器发出转子磁场位置信号，协调控制与电枢绕组相连的相应的功率开关元件，使其导通或截止依次馈电，从而产生步进式旋转的电枢磁场，驱动永磁转子旋转。随着转子的旋转，位置检测器不断地发出磁场位置信号，控制着电枢绕组的磁状态，使电枢磁场总是超前于永磁转子磁场90左右电角度，产生最大的电磁转矩。*9.2.2 无刷直流电动机的换相原理 无刷直流电动机的换相控制，是根据位置传感器测量到的转子磁场位置，控制逆变器功率器件的导通与关断，以控制电机绕组的通电状态。无刷直流电动机通常为三相绕组结构，也有四相、五相结构的情况，但应用最广泛的为三相结构。三相绕组结构的无刷直流电动机，可以将三相绕组接为半桥Y形、三相桥Y形和三相桥 形结构，其中三相桥Y形是最常用的结构，为本章讨论的内容。*1 无刷直流电动机的换相控制 三相桥式Y形结构的无刷直流电动机，可以使用120导通型、180导通型和150导通型逆变器，不同的逆变器使电动机的工作特性有所差异。（1）采用120导通型逆变器的电机特性 Y形接法的电动机采用120导通型逆变器，换相控制方法见表9-4，每个周期有6个换相状态，电动机在每个时刻有两相绕组通电，又称为两相通电方式。*表表9-4 120导通型逆变器换相控制方法导通型逆变器换相控制方法*图图9-12 两相导通方式的两相导通方式的A相电压、电相电压、电流和反电势流和反电势*图图9-13 两相导通方式下电机的等效电路两相导通方式下电机的等效电路* （2）采用 180导通型逆变器的电动机特性 无刷直流电动机采用180导通型逆变器控制，每个功率开关器件导通 180电角，两管相差60电角，每个瞬间有三个功率开关导通。 Y形接法的电动机采用180导通型逆变器时，换相控制方法见表9-5，每个周期也有6个换相状态，电动机在每个时刻有三相绕组通电，因此又称为三相通电方式。*表表9-5 三相通电方式时逆变器换相控制方法三相通电方式时逆变器换相控制方法* 由180导通型的电压波形，得到A相绕组电压和反电势的关系如图9-14所示，电压从0相位施加。如果使用的是电流源逆变器，因能够直接对母线电流 控制，得到相电流与反电势的波形图如图9-14所示。*图图9-14 三相通电方式相电压、相电流与反电势三相通电方式相电压、相电流与反电势* 根据表9-5所示换相控制逻辑，可以得到三相通电方式的等效电路有图9-15a和b所示的两种情况，或者两相绕组连接在电源正端，一相连接在电源地上，或者一相绕组连接在电源的正端，两相连接在电源地上，得到进一步的等效电路如图9-15b所示*图图9-15 三相通电方式下电机绕组的等效电路三相通电方式下电机绕组的等效电路*（3）采用 150导通型逆变器的电机特性 当每个功率开关器件导通150电角，两管相差60电角。换相控制如表9-6所示，有12个换相状态，是换相控制中最复杂的一种。由表9-6可见，采用150导通型逆变器， 的时间三相绕组通电， 的时间两相绕组通电，称为二三相通电方式。*表表9-6 二三相通电方式时逆变器换相控制方法二三相通电方式时逆变器换相控制方法*图图9-16 二三相通电方式相电压、相电流与反电势二三相通电方式相电压、相电流与反电势*图图9-17 三二通电方式电机绕组的等效电路三二通电方式电机绕组的等效电路*9.3 无刷直流电动机与永磁同步电动机的比较无刷直流电动机与永磁同步电动机的比较 根据永磁电机气隙磁通密度分布规律的不同将永磁无刷同步电动机分为两大类：梯形波永磁同步电动机（常称无刷直流电动机，符号为BLDC）和正弦波永磁同步电动机（常简称为永磁同步电动机，符号为PMSM）。 看上去，BLDC和PMSM的基本结构是相同的：它们的电动机都是永磁电动机，转子由永磁体组成基本结构，定子安放有多相交流绕组；都是由永久磁铁（PM）转子和定子的交流电流相互作用产生电机的转矩；在绕组中的驱动电流必须与转子位置反馈同步。转子位置反馈信号可以来自转子位置传感器，或者像在一些无传感器控制方式那样通过检测电机相绕组的反电动势（EMF）等方法得到。虽然在永磁同步电动机和无刷直流电动机的基本结构相同，但它们在实际的设计细节上的不同是由它们是如何驱动决定的。* 这两种电机的主要区别在于它们的驱动器电流驱动方式不同：无刷直流电动机是梯形波电流驱动，而PMSM是一种正弦波电流驱动，这意味着这两种电动机有不同的运行特性和设计要求。因此，两者在电动机的气隙磁场波形、反电动势波形、驱动电流波形、转子位置传感器，以及驱动器中的电流环电路结构、速度反馈信息的获得和控制算法等方面都有明显的区别，它们的转矩产生原理也有很大不同。*9.3.1 无刷直流电动机和永磁同步电动机的转矩产生原理比较 图9-18给出理想情况下，两种电流驱动模式的磁通密度分布、相反电动势、相电流和电磁转矩波形。 无刷直流电动机（BLDC）采用梯形波电流驱动模式。对于常见的三相桥式6状态工作方式，在 360电气角）的一个电气周期时间内，可均分为六个区间，或者说，三相绕组导通状态分为六个状态。三相绕组端A、B、C连接到由六个大功率开关器件组成的三相桥式逆变器三个桥臂上。绕组为接法时，这六个状态中任一个状态都有两个绕组串联导电，一相为正向导通，一相为反向导通，而另一个绕组端对应的功率开关器件桥臂上下两器件均不导通。这样，观察任意一相绕组，它在一个电气周期内，有120是正向导通，然后60为不导通，再有120为反向导通，最后60是不导通的。*图图9-18 理想情况下两种电流驱动模式的理想情况下两种电流驱动模式的磁通密度分布、相反电动势、相电流和磁通密度分布、相反电动势、相电流和电磁转矩波形电磁转矩波形* 首先讨论一相绕组在120正向导通范围内产生的转矩。当电机转子恒速转动，电流指令为恒值的稳态情况下，由控制器电流环作用强迫该相电流为某一恒值。在理想情况下，无刷直流电机设计气隙磁通密度分布使每相绕组的反电动势波形为有平坦顶部的梯形波，其平顶宽度应尽可能地接近120。在转子位置传感器作用下，使该相电流导通120 范围和同相绕组反电动势波形平坦部分120范围在相位上是完全重合的，如图9-18b所示。这样，在 范围内，该相电流产生的电磁功率和电磁转矩均为恒值。由于每相绕组正向导通和反向导通的对称性，以及三相绕组的对称性，总合成电磁转矩为恒值，与转角位置无关。*9.3.2 无刷直流电动机与永磁同步电动机的结构和性能比较无刷直流电动机与永磁同步电动机的结构和性能比较1. 在电动机结构与设计方面 这两种电动机的基本结构相同，有永磁转子和与交流电动机类似的定子结构。但永磁同步电动机要求有一个正弦的反电动势波形，所以在设计上有不同的考虑。它的转子设计努力获得正弦的气隙磁通密度分布波形。而无刷直流电机需要有梯形反电动势波，所以转子通常按等磁通密度设计。绕组设计方面进行同样目的的配合。此外，BLDC控制希望有一个低电感的绕组，减低负载时引起的转速下降，所以通常采用磁片表贴式转子结构。内置式永磁（IPM）转子电动机不太适合无刷直流电动机控制，因为它的电感偏高。IPM结构常常用于永磁同步电动机，和表面安装转子结构相比，可使电动机增加约15% 的转矩。*2. 转矩波动 两种电动机性能最引人关注的是在转矩平稳性上的差异。运行时的转矩波动由许多不同因素造成，首先是齿槽转矩的存在。已研究出多种卓有成效的齿槽转矩最小化设计措施。例如定子斜槽或转子磁极斜极可使齿槽转矩降低到额定转矩的 1%2%以下。原则上，永磁同步电动机和无刷直流电动机的齿槽转矩没有太大区别。* 其他原因的转矩波动本质上是独立于齿槽转矩的，没有齿槽转矩时也可能存在。如前所述，由于永磁同步电动机和无刷直流电动机相电流波形的不同，为了产生恒定转矩，永磁同步电动机需要正弦波电流，而无刷直流电动机需要矩形波电流。但是，永磁同步电动机需要的正弦波电流是可能实现的，而无刷直流电动机需要的矩形波电流是难以做到的。因为无刷直流电动机绕组存在一定的电感，它妨碍了电流的快速变化。无刷直流电动机的实际电流上升需要经历一段时间，电流从其最大值回到零也需要一定的时间。因此，在绕组换相过程中，输入到无刷直流电动机的相电流是接近梯形的而不是矩形的。每相反电动势梯形波平顶部分的宽度很难达到120。正是这种偏离导致无刷直流电机存在转矩波动。在永磁同步电动机中驱动器换相转矩波动几乎是没有的，他的转矩纹波主要是电流纹波造成的。* 在高速运行时，这些转矩纹波影响将由转子的惯性过滤去掉，但在低速运行时，它们可以严重影响系统的性能，特别是在位置伺服系统的准确性和重复性方面的性能会恶化。 应当指出，除了电流波形偏离期望的矩形外，实际电流在参考值附近存在高频振荡，它取决于置换电流控制器滞带的大小或三角波比较控制器的开关频率。这种高频电流振荡的影响是产生高频转矩震荡，其幅度低于由电流换下技能高所产生的转矩波动。这种高频转矩振荡也存在于永磁同步电动电机中。实际上，这些转矩震荡较小和频率足够高，它们很容易由转子的惯性而衰减。不过，由相电流换向产生的转矩波动远远大于电流控制器产生的这种高频转矩振荡。*3功率密度和转矩转动惯量比 在一些像机器人技术和航空航天器高性能应用中，希望规定输出功率的电动机有尽可能小的体积和重量，即希望有较高的功率密度。功率密度受限于电动机的散热性能，而这又取决于定子表面积。在永磁电动机中，最主要的损耗是定子的铜损耗、铁心的涡流和磁滞损耗，转子损耗假设可忽略不计。因此，对于给定机壳大小，有低损耗的电动机将有高的功率密度。* 当电动机用于要求快速响应的伺服系统时，系统期望电动机有较小的转矩转动惯量比。因为无刷直流电动机的功率输出可能增加15%，如果它们具有相同的额定速度，也就有可能获得15%的电磁转矩的增加。当它们的转子转动惯量相等时，则无刷直流电动机的转矩转动惯量比可以高出 15% 。 如果两种电动机都是在恒转矩模式下运行，无刷直流电动机比永磁同步电动机的每单位峰值电流产生的转矩要高。由于这个原因，当使用场合对重量或空间有严格限制时，无刷直流电动机应当是首选。*4 在传感器方面在图9-19和图9-20分别给出两种不同电流驱动模式的速度伺服系统框图。图图9-19 方波驱动（方波驱动（BLDC方式）的速方式）的速度伺服系统典型原理框图度伺服系统典型原理框图*图图9-20 正弦波驱动（正弦波驱动（BLAC方式）的速度方式）的速度伺服系统典型原理框图伺服系统典型原理框图* 两种电动机运行均需要转子位置反馈信息，永磁同步电动机正常运行要求正弦波电流，无刷直流电动机要求的电流是矩形波，这导致它们在转子位置传感器选择上的很大差异。无刷直流电动机中的矩形电流导通模式只需要检测电流换向点。因此，只需要每60电角度检测转子位置依次。此外，在任何时间只有两相通电，它只需要低分辨率转子位置传感器，例如霍尔传感器，它的结构简单，成本较低。 但是，在永磁同步电动机每相电流需要正弦波，所有三相都同时通电，连续转子位置检测是必需的。它需要采用高分辨率转子位置传感器，常见的是10bit以上的绝对型光电编码器，或如图9-21所示的解算器（旋转变压器）与 R/D转换器（旋转变压器/数字转换器）的组合，成本比三个霍尔集成电路要高得多* 如果在位置伺服系统中，角位置编码器既可用作位置反馈，同时也可以用于换相的目的，这样无刷直流电动机转子位置传感器的简单并没有带来什么好处。然而，对于速度伺服系统，永磁同步电动机还需要高分辨率的转子位置传感器，而在无刷直流电动机中，有低分辨率传感器就足够了。如果换相引起的转矩波动是可以接受的话，在速度伺服系统采用无刷直流电动机显得更为合适。 对于三相电动机，为了控制绕组电流，需要得到三相电流信息。通常采用两个电流传感器就足够了，因为三相电流之和必须等于零。因此。第三相电流总是可以由其他两相电流推导出。在一些简易无刷直流电动机驱动器中，为节约成本，只采用一个电流传感器，检测的是直流母线电流，通过计算可以得到三相绕组的电流值。*5 运行速度范围 永磁同步电动机能够比有相同参数的无刷直流电动机有更高的转速，这是由于无刷直流电动机当其反电动势等于直流母线电压时已经达到最高转速。而永磁同步电动机可实施弱磁控制，所以速度范围更宽。* 综上所述，正弦波驱动是一种高性能的控制方式，电流是连续的，理论上可获得与转角无关的均匀输出转矩，良好设计的系统可做到3%以下的低纹波转矩。因此它有优良的低速平稳性，同时也大大改善了中高速大转矩的特性，铁芯中附加损耗较小。从控制角度说，可在一定范围内调整相电流和想电动势相位，实现弱磁控制，拓宽高速范围。正弦波交流伺服电动机具有具有较高的控制精度。其控制精度是由电动机同安装于轴上的位置传感器及解码电路来决定的。对于采用标准的2500线编码器的电动机而言，由于驱动器内部采用了四倍频技术，其脉冲当量为 。对于带无刷旋转变压器的正弦波交流伺服电动机的控制精度，由于位置信号是连接的正弦量，原则上位置分辨率由解码芯片的位数决定。如果解码芯片为14bit的R/D转换器（旋转变压器/数字转换器），驱动器每接收 个脉冲，电动机转一圈，即其脉冲当量为 。*9.3.3 结论与正弦波驱动相比较，方波驱动有如下优点：1.转子位置传感器结构较简单，成本低；2.位置信号仅需作逻辑处理，电流环结构较简单，伺服驱动器总体成本较低；3.伺服电动机有较高材料利用率，在相等有效材料情况下、方波工作方式的电动机输出转矩约可增加15%。方波驱动主要缺点是：1.转矩波动大；2.高速工作时，矩形电流波会发生较大的畸变，会引起转矩的下降；定子磁场非连续旋转，定子铁心附加损耗增加。* 但是，良好设计和控制的方波驱动无刷伺服电动机的转矩波动可以达到有刷直流伺服电动机的水平。转矩纹波可以用高增益速度闭环控制来抑制，获得良好的低速性能，是伺服系统的调速比也可达1:10000.它有良好的性能/价格比，对于有直流伺服系统调整经验的人，比较容易接受这种方波驱动的伺服系统。所以这种驱动方式的伺服电动机和伺服驱动器仍是工业机器人、数控机床、各种自动机械一种理想的驱动元件之一。 总而言之，一般性能的速度调节系统和低分辨率的位置伺服系统可以采用无刷直流电动机，而高性能的速度伺服和像机器人位置伺服应用宜采用永磁同步电动机。成本较低是无刷直流电动机相对永磁同步电动机的一个主要优势。*9.4 无刷直流电动机的运行控制特性 本节讲述无刷直流电动机的调速、起动和制动过程的控制特性。需要知道，无刷直流电动机的调速、制动都涉及电力电子变换电路的结构和控制方法。*9.4.1 无刷直流电动机的正反转运行*9.4.2 调速和起动控制*图图9-21 三管斩波的单极性三管斩波的单极性PWM控制信号控制信号*图图9-22 六管斩波的单极性六管斩波的单极性PWM控制信号控制信号*图图9-23 换向周期内相绕组的电压与电流波形图换向周期内相绕组的电压与电流波形图*9.4.3 制动运行的控制*图图9-24 能耗制动的制动电阻能耗制动的制动电阻*当要求制动电流 时，则制动电阻应满足 在电机绕组回路中接入制动电阻和控制开关，增加了系统的复杂性。如果不希望增加这种复杂性，能耗制动只能在低速、反电势很低的情况下使用。 （9-16）*2.回馈制动*图图9-25 回馈制动时的工作电路和等效电路回馈制动时的工作电路和等效电路*3反接制动 无刷直流电动机的反接制动是通过改变换相逻辑来实现的。其方法是当电动机正向旋转时，采用表9-5中反转的换相逻辑，而电机反向旋转时，采用正转换相逻辑，即可使电机处于反接制动状态。 A相绕组的反电势与相电流的波形如图9-26所示，其中，图a为正常的电动工作状态，而图b为制动工作状态。B相、C相也是相同的换相逻辑，根据式（9-12），因反电势与相电流的方向相反，电磁转矩为负，为制动状态。*图图9-26 电动与反接制动的反电势与电流电动与反接制动的反电势与电流*图图9-27 反接制动时的工作电路和等效电路反接制动时的工作电路和等效电路*9.5 无刷直流电动机调速系统 无刷直流电动机调速系统，是以图9-1所示的无刷直流电动机为基本结构实现闭环控制，从而获得误差低、高调速范围、快速响应的调速系统。根据系统要求，可以构成单闭环、双闭环系统。*9.5.1 梯形波永磁同步电动机的动态数学模型 由三相桥式逆变器供电的无刷直流电动机主电路原理图，如图9-28所示。图图9-28 无刷直流电动机主电路原理图无刷直流电动机主电路原理图* 图中，电动机定子三相绕组为整距几种绕组，Y联结。由于无刷直流电动机的气隙磁密按梯形波分布，因而定子每相绕组的感应电动势也是梯形波。由转子位置检测器控制逆变器产生的各相电流与各相电动势同相。与有刷直流电动机一样，当电动机电枢磁动势与永磁体产生的气隙磁通正交时电动机转矩达最大值。换句话说，只有当电流与反电动势同相时，电动机才能得到单位电流转矩的最大值。根据定子每相绕组的电压平衡方程：式中， 为定子上外加电压； 、 为定子每相绕组感应电动势和电流； 、 为各相绕组的电感和电阻。 由于稀土永磁材料的磁导率很低，磁阻很大，故各相绕组的电感很小，略去定子绕组的电磁时间常数，则电流是矩形波，如图9-29所示。图图9-29 无刷直流电动机的电动势和电流波形图无刷直流电动机的电动势和电流波形图*图图9-30 无刷直流电动机的动态结构图无刷直流电动机的动态结构图 无刷直流电动机的动态结构图和直流电动机的动态结构图十分相似，转速控制方法也相同，控制无刷直流电动机的电压就可以控制其转速。*9.5.2 梯形波永磁同步电动机调速系统*图图9-31 无刷直流电动机的调速系统原无刷直流电动机的调速系统原理性框图理性框图* 值得说明的是，逆变器开关器件的通/断信号是位置传感器检测信号和PWM控制信号的合成。具体地说就是根据转子位置检测信号和正、反转指令信号，选择应导通的开关器件，而该开关器件的通/断则应由PWM信号控制，如图9-32所示。图图9-32 电动机正转时电动机正转时 、 的控制信号的控制信号* 开关器件 、 的通、断控制信号应是转子位置检测信号和PWM控制信号的逻辑“与”。在图9-31中，由于主电路采用了交-直-交电压源型系统，且整流桥为不可控整流，故电动机无法实现回馈制动和四象限运行，只能正、反向电动运行。要想制动运行可在主电路中加装能耗制动单元。* 无刷直流电动机具有和直流电动机一样的转矩控制性能和调速性能，因而它获得了广泛的应用。但无刷直流电动机由于转矩的脉动，使其调速范围和调速性能受到影响。另外，它还具有永磁电动机的共同缺点，当电动机高速运行时，定子绕组感应电动势增大，当电动势增大到外加电压，甚至超过外加电压时，电动机无法正常工作。而当弱磁升速时，弱磁效果又不明显。 由于这些缺点的存在，使无刷直流电动机目前主要应用于要求不高的场合，例如变频空调、电动自行车、计算机外围设备等领域中*9.5.3 双重绕组无刷直流电动机及其控制 为了提高可靠性常采用余度结构，双重绕组无刷直流电动机就是为实现其系统的余度结构而设计的，能够双绕组工作，构成双通道调速系统，也能够单绕组工作，构成容错控制的单通道调速系统。*1.双重绕组无刷直流电动机（1） 双重绕组无刷直流电动机结构 一种并行结构的双重绕组无刷直流电动机的绕组嵌放示意图如图9-33a所示，与图 9-33b所示的普通电动机绕组嵌放相位比较，区别是它在定子槽中隔槽嵌放有两套三项集中绕组，定义为 、 、 和 、 、 ，两套绕组的相位差为 电角。*图图9-33 单、双重绕组嵌放示意图单、双重绕组嵌放示意图* 将图9-33a所示的两套绕组分别采用Y形接法，并且采用两套独立的三相桥逆变器驱动，如图9-34a所示。两套绕组可以独立地控制电压和电流，而产生的电磁转矩综合在一起输出，因而称为电磁综合结构的双重绕组无刷直流电动机。*a)等效电路b) 简化等效电路图图9-34 电磁综合的双绕组无刷直流电电磁综合的双绕组无刷直流电动机的等效电路动机的等效电路* 电动机采用120导通的两相通电方式。每套绕组在每个周期有6个换相状态，由于两套绕组相差30电角，共有12个换相状态，换相控制方法见表9-7.这表明转子位置传感器的分辨率需要提高一倍。表表9-7 双重绕组电动机的换相控制双重绕组电动机的换相控制*（2）双重绕组无刷直流电动机的数学模型*（3）双通道调速系统的均衡控制*表表9-8 不平衡状态下电动机的铜损耗不平衡状态下电动机的铜损耗*9.5.4 双通道的无刷直流电动机调速系统 1 双通道的无刷直流电动机调速系统结构 双重绕组的无刷直流电动机构成的双通道调速系统框图如图9-35所示，该系统采用两套功率电路驱动电动机的两套绕组，两套绕组产生的转矩在电动机轴上综合，经机械传动装置减速驱动运动机构，如果需要直线运动可以经滚珠丝杠变换运动形式。该系统由两套功率电路和两套绕组构成两个独立的控制通道，因在电气上完全独立，一个通道发生故障可以不影响另一个通道。* 系统中的控制器由微处理器构成，虽然是单通道的，但可以在局部电路上有备份，或者采用两个独立的微处理器系统组合，以达到可靠性要求。 无刷直流电动机控制系统集电磁机构（电机本体）、电力电子线路、微处理器、机械装置为一体，根据可靠性分析和大量的数据统计可知，由电力电子器件实现的电源变换器是整个系统可靠性的薄弱环节功率电路部位采用了双通道结构，当一个通道发生故障时，能够以单通道系统运行，即容错的形式完成驱动任务。该系统的容错工作能力提高了完成任务的概率，即提高了任务可靠性。*图图9-35 双通道控制系系统结构方框图双通道控制系系统结构方框图* 电流均衡控制的最简单的方法是在系统设计时使两个通道的参数完全相同，再给两个通道施加相同的电压，就应能够使两个通道的电流相等。但是这样完全依赖于通道参数，而在实际系统中会因为接触、发热、器件性能差异等因素，导致参数存在差异，因此应采用主动的电流均衡控制策略。 实现电流均衡控制的双通道双闭环调速系统结构见图9-36*图图9-36 均衡控制的双通道无刷直流电均衡控制的双通道无刷直流电动机的调速系统结构动机的调速系统结构*3 双通道双闭环系统的简化动态模型*图图9-37 简化后的电磁综合的双通道系简化后的电磁综合的双通道系统动态模型统动态模型*9.5.5 双通道的无刷直流电动机调速系统容错控制 双通道无刷直流电动机控制系统工作在单通道状态，即系统的容错工作状态，其输出功率将受到限制，系统的其他特性会发生变化。 1.允许转矩和功率 由于双通道运行与单通道运行的电机磁状态与转速基本不变，在电动机的功率损耗的分析中，即可假定两种运行方式下空载损耗 相同，只需分析铜损耗 。*2. 动态模型 双绕组无刷直流电动机工作在单通道模式，必须使不工作的绕组处于开路状态，这时数学模型与普通的无刷直流电动机相同，工作绕组（设为通道1的绕组）电压平衡方程式为电磁转矩为 （9-35） （9-36）得到图9-38的调速系统结构。*图图9-38 单通道调速系统动态模型单通道调速系统动态模型*3. 位置伺服系统的容错特性*图图9-39 位置伺服系统的容错特性位置伺服系统的容错特性* 图9-39a示出的单/双通道的电流 曲线表明，在电动机转速上升期间，单/双通道的电流均达到了过载允许值。由图9-39b可见，由于单通道运行时转矩仅为双通道的0.7倍，导致加速度降低，加速时间增长，运行中的最高转速偏低。最后，由图9-39c可见，单通道运行时间比双通道运行时间增加，表明系统快速性变差。 从以上例子分析可见，伺服系统在容错状态下的单通道运行，要使电动机的铜损耗不变，引起的是系统快速性变差。而单通道系统快速性变差的原因有两方面，其一并且最主要的是单通道起动时只有一套绕组工作，起动转矩小而使加速度变小，影响了快速性；其二是在单通道系统设计中，要采用不同的控制率，防止动态过程中铜损耗过载，改慢了控制率。*9.6 无刷直流电动机无位置传感器控制 如前所述，无刷直流电机的工作原理必须有转子磁场位置的信息，以控制逆变器功率器件的开/关实现绕组的换相。例如，三相六状态运行的无刷电机在内部安装三个转子位置传感器确定六个换相点时刻。传统的无刷直流电机转子位置信息是采用机电式或电子式传感器直接检测，如霍尔传感器、光电传感器等，在实际应用中发现，在电机内部安装转子位置传感器有以下问题：* 1在某些高温、低温、高振动、潮湿、污浊空气和高干扰等恶劣的工作环境下由于位置传感器的存在使系统的可靠性降低。 2位置传感器电气连接线多，不便于安装，而且易引入电磁干扰。 3传感器的安装精度直接影响电机运行性能。特别是在多极电机安装精度难以保证。 4位置传感器占用电机结构空间，限制了电机的小型化。* 因此，无刷直流电机的无位置传感器技术近年来日益受到人们的关注，无位置传感器控制技术已成为无刷直流电机控制技术的一个发展方向。无位置传感器控制方式尽管会导致转子位置检测的精确度有所降低，但它使系统能够在恶劣的工作的环境中可靠运行，同时使电机结构变得简单，安装更方便，成本降低。无传感器技术对提高系统的可靠性和对环境的适应性，对进一步扩展无刷直流电机的应用领域和生产规模，具有重要意义。尤其在小型无刷直流电机、轻载启动条件下，无位置传感器控制成为理想选择。 例如，在空调压缩机中，由于压缩机是密封的，如果采用霍尔位置传感器，需要5条信号线。连线过多会降低压缩机运行的可靠性。并且在空调压缩机中，要承受制冷剂的强腐蚀性和高温工作环境，常规的位置传感器很难正常工作。* 无刷直流电机无位置传感器技术的核心内容是研究各种间接的转子位置检测方法替代直接安装转子位置传感器来提供转子磁场位置信息。实际上，无位置传感器技术是从控制的硬件和软件两方面着手，以增加控制的复杂性换取电机结构复杂性的降低。 多年来，永磁无刷直流电机的无位置传感器控制一直是国内外较为热门的研究课题，提出了诸多位置检测电路和方法，主要包括反电动势过零点检测方法、反电动势积分及参考电压比较法、反电动势积分及锁相环法、续流二极管法、反电动势三次谐波检测法、电感测量法、 函数法、扩展卡尔曼滤波法、状态观测器法等。*9.6.1反电动势检测法 永磁无刷直流电动机的绕组反电动势含有转子位置信息，因此常被用于无传感器控制。 应用于无传感器控制的反电动势包括电机的相反电动势和三次谐波电动势，后者在另外一节介绍。而相反电动势的应用方法包括：反电动势过零法、反电动势积分及参考电压比较法、反电动势积分及锁相环法、续流二极管法等。* 1反电动势过零法 三相六状态 120通电方式运行的无刷电机在任意时刻总是两相通电工作，另一相绕组是浮地不导通的。这时候非导通绕组的端电压（从绕组端部到直流地之间）或相电压（从绕组端部到三相绕组中心点之间）就反映出该相绕组的感应电动势。在实际应用场合，由于电机绕组中心点往往是不引出的，所以，通常将非通电绕组的端电压用于无传感器控制时，称为端电压法。无刷电机气隙磁场包含永磁转子和电枢反应产生的磁场，只是永磁转子产生的磁场和它感应产生的反电动势才是我们需要的，而电枢反应会引起气隙磁场的畸变和过零点的移动，参见第8章电枢反应分析。* 严格来说，反电动势检测法适用于电枢反应电动势比较小的电机，例如表贴式转子的情况。在有些无刷直流电机中电枢反应比较强，使得非导通相的感应电动势包含较大的电枢反应电动势成分，这样从端电压中提取反电动势过零点就存在较大的误差。这种端电压法容易实现，但往往带有很多噪声干扰信号。尤其是在高速重载或者绕组电气时间常数很大情况下，续流二极管导通角度很大，可能使得反电动势无法检测。另外就是存在PWM干扰信号。*一个反电动势检测电路的例子如图9-40所示。图图9-40 反电动势检测电路例子反电动势检测电路例子* 在众多检测转子位置的方法中，反电动势检测法是目前最为成熟、应用最广泛的方法，该方法简单可靠、容易实现。这种方法也存在一些缺点：1）低速或转子静止时不适用。这是所有反电动势法的共同缺点。2）电压比较器对被检测信号中的毛刺、噪声非常敏感，所以，当存在PWM时，有时会产生不正确的换相信号。3）滤波器的实际延时角度是随电机转速而变的，通常小于90，转速越高越接近 90。所以低速时是超前相位，高速时反而接近正常相位；这种情况与实际对电机的需要正好相反，人们往往希望高速时超前相位，以提升高速范围。4）当某相逆变器的功率器件关断时，由于电感的作用续流二极管导通，在绕组端电压形成一个脉冲。这个脉冲覆盖了相电动势部分信号。所以，如果续流二极管的导通角超过30 ，就会把反电动势的过零点掩盖住，最终导致无传感器控制无法工作。* 反电动势检测法的启动方法： 无刷直流电机在转子静止或低速时反电动势为零或很小，无法用检测反电动势来判断转子位置，不能正常起动。因此需要采用特殊的起动技术。通常采用三段式起动技术，即转子定位、升速运行和状态切换三个阶段。 首先控制程序选择预定两相绕组强制导通并以PWM控制绕组，经过一个短时间后使转子转到一个预定的位置附近。这个过程称为定位。这个预定的位置应当使电机定子磁动势轴线与转子直轴的夹角应小于180电角度，转子才能按预期的方向旋转。 * 在升速阶段，通过PWM控制逐渐提高给电机的外施电压，使电机转速逐渐提高。由控制器产生预先设定的转子转速理想变化规律称为加速曲线。通常是经由试验获得优化的加速曲线，以升频升压开环控制方式使电机转速不失步地软起动，平稳达到较高转速。 当连续多次检测到开路相的反电动势过零点后，系统从他控式运行模式切换到无刷直流电机自控式模式。连续多次检测的目的是为了防止干扰等引起的误检测和转速未达到预定转速，保证能够平稳切换，顺利完成起动过程。当电机负载惯量不同或带不同负载起动时，加速曲线需要调整，否则可能造成起动失败，因此三段式起动技术常用于电机空载起动。在重载条件下，该起动过程往往难以顺利实现。*2 反电动势积分及参考电压比较法*这种方法的优点是可以实现必要的超前换相，但超前角必须在30以内。它也存在一些缺点：1）如果反电动势过零点不能正确检测到，那么该技术就无法工作；2）采用电压比较器来比较积分结果和参考电压，而比较器对毛刺、干扰很敏感；由于比较器的输出是触发一个环形分配器，因此一旦干扰信号造成一次误触发，随后的触发顺序就都是错误的且不可恢复，这样电机就因错误的换相相位而无法工作。3）对同一系列的电机，或同一电机在不同的温升条件下，其反电动势波形函数 都会有变化。因此，如果采用固定的参考电压，则实际的换相角会有所变化，造成电机运行性能的离散性。*3 反电动势积分及锁相环法 反电动势积分及锁相环法首先也是对反电动势积分，但不是将积分结果与参考电压比较，而是采用锁相环技术。其基本原理是：积分器对非导通相的相电动势积分，积分时间对应60电角度。在通常的换流条件下，积分是从反电动势过零点前30 开始，到过零点后30为止，因此积分结果应为0。如果电路中一个压控振荡器的输入保持不变，则其输出频率也不变，系统将继续保持正常的换相顺序。* 1）毛刺、干扰可以被积分器及压控振荡器前的RC网络有效滤除。 2）环形分配器直接由控振荡器的输出信号触发，而压控振荡器本身有很好的抗干扰性，其输出信号不含干扰，因此不会出现误触发。 3）不需要参考电压，因此不受电机参数离散性的影响。 其缺点是：实际电机绕组的端电压中还存在一个由续流二极管导通引起的脉冲信号，它是有可能掩盖反电动势信号，从而使积分结果永不为0，导致控制失败。*4 续流二极管法 续流二极管法是通过检测反并联于逆变桥功率开关管上的续流二极管的导通与关断状态来确定断开相反电动势过零点的位置。这种方法在一定程度上能够拓宽电机的调速范围，尤其是能拓宽电机调速的下限。因为续流二极管的导通压降很小，在有些应用场合，电机的最低转速基本能小于100r/min。* 但这种方法的缺点是： 1）要求逆变器必须工作在上下功率器件轮流处于PWM斩波的方式，例如pwm-on调制方式，必须从众多的二极管导通状态中识别出在反电动势过零点附近发生的那次导通状态。 2）该方法是建立在忽略逆变器可关断器件及二极管的导通压降的前提下的，实际这些压降会造成位置检测误差。 3）在没有PWM时这种控制方法无法工作。 4）实现难度大，必须防止无效的二极管续流导通信号和因毛刺干扰而产生的误导通信号。* 此外，这种方法的转子位置误差也比较大，反电动势系数、绕组电感量不是常数，反电动势波形不是标准的梯形波等因素都会造成转子位置误差，这就需要一定的补偿措施。相对来说技术也不很成熟，这种方法在国内应用并不多*9.6.2 3次谐波反电动势检测法 3次谐波检测法适用于Y连接、三相六状态工作的无刷电机。其基本思想是相绕组反电动势除了基波分量外，主要还包括3次谐波。在一个基波周期内三次谐波共有6个过零点。如果取得反电动势3次谐波信号，再将它移相90（相当于基波的30），就可以获得预期的换相点，并且无论在任何转速及负载情况下，这个相位差保持不变。3次谐波反电动势6个过零点实际上和基波反电动势过零点重合，所以取得3次谐波反电动势过零点后，可以仿照上节有关方法实现电机的换相。*图图9-41 一台无刷电机相反电动势、线反一台无刷电机相反电动势、线反电动势和电动势和3次谐波反电动势实测示波图次谐波反电动势实测示波图*图图9-42 提取三次谐波反电动势的电路提取三次谐波反电动势的电路*图图9-43 和和 导通时的简化电路导通时的简化电路*图图9-44 的实测波形的实测波形*若按上式计算从而验证了上面的分析。无刷电机只要是三相六状态运行，就存在类似的波形，与是否存在3次谐波反电动势无关。 利用检测到的 电压经低通滤波滤除高频成分，在过零点将其移相30作为换向信号，电机就可以运行。其缺点是：在电机转速低于一定值时，检测到的 信号严重变形，引起后续电路无法正常识别，导致不能估计转子位置。因此本方法在低速时仍无法正确估计转子位置，需要额外的起动程序。另外，电机在大动态运行时也有可能出现位置检测失败，造成电机失步。*9.6.3 定子电感法 电感法有两种形式：一种用于凸极式永磁无刷电机，另一种是用于内置式转子结构的永磁无刷电机。第一种电感法通过在起动过程中对电机绕组施加探测电压来判断其电感的变化，在凸极式永磁无刷电机，绕组自感可表示成绕组轴线与转子直轴间夹角的偶次余弦函数，通过检测绕组自感的变化，就可以判断出转子轴线的大致位置；在根据铁芯饱和程度的变化趋势确定其极性，从而最终得到正确的位置信号。这种方法难度较大，且只能应用于凸极式永磁无刷直流电机，所以目前较少应用。* 第二种方法才是真正意义上的电感法。在内置式（IPM）无刷电机，电机绕组电感和转子位置之间有一定的对应关系，电感测量法就是基于这种关系，通过检测绕组电感的变化来判断转子位置。当绕组采用星形接法其中两相绕组的电感量相等时，反电动势正处于过零点，此时绕组中性点电位与直流电源中点电压相等，由此获得反电动势过零点。*9.6.4 函数法 函数法又称为速度无关位置函数法，是从一个全新的概念提出的转子位置检测方法。在转子转速接零到高速时它都能够对转子位置进行检测，给出换相时刻。具体原理简介如下：为了便于说明，对电机做如下假设：1）电机运行于额定条件，因而可以忽略绕组电流的磁饱和现象；2）因为漏感很小，可以忽略不计；3）忽略铁损耗。*图9-45 无刷电机的 H函数、 G函数和换相信号图形a） H函数 b）G 函数 c）换相信号*9.6.5 扩展卡尔曼滤波法 扩展卡尔曼滤波（EKF）法通过建立电机的数学模型，周期性的检测外加电压、不导通相反电动势和负载电流等变量。利用特定算法得到电机转子的位置以及速度的估计值；通过比较估计值与设定值的差值后经PID调节，达到控制电机的目的。通过端电压检测，在得到反电动势的基础上，用卡尔曼算法在线递推出转子位置，从而确定定子绕组换流时刻。*9.6.6 状态观测器法*9.6.7 利用微控制器和数字信号处理器的无传感器控制 无刷直流电动机无位置传感器控制器的核心是控制芯片，它决定了控制器的性能与成本。为迎合开发无刷直流电机无传感器控制的需求，国际知名半导体公司先后开发了多种适用于无传感器控制的专用控制芯片。例如Unitrode的UC3646；Microlinear的ML4423、ML4425、ML4428； Silicon Systems的 32M595； Allegro Micro Systems的A8902CLBA；PHIL-IPS的TDA5142T、TDA5145、TDA5156和日本东芝等公司的模拟-数字混合专用集成电路。它们采用反电动势检测方法和开环起动方法实现无刷直流电动机无位置传感器的控制。这些芯片内部集成了反电动势检测电路、起动及换向逻辑电路和多种保护电话，保证了无刷直流电动机无传感器的较低成本的控制，适用于对控制性能要求不高的场合，现在这些芯片在国内外已经得到广泛应用。* TOSHOBA（东芝）公司开发多款适用于三相无刷电机无传感器控制器、驱动器。其中最新一款TB6588FG无传感器驱动器。封装HSOP36，电源电压 ，输出电流1.5A。利用模拟电压输入以PWM方式控制电机转速。有0、7.5、15或30 四个超前角设置供选择。并采用相电流重叠导通功能降低电机的噪声，可用于家电洗衣机等无刷电机的驱动控制。参见图9-46原理图。*图图9-46 东芝东芝TB6588FG无传感器驱动无传感器驱动器应用原理图器应用原理图* 近年，出现了STMicroelectronics的ST7系列等微控制器，以及Texas Instruments的TMS320系列、Motorola的DSP568xx系列、Freescale的MC56F801x系列数字信号处理器（DSP）等专用控制芯片。这些专用控制芯片的出现大大促进了无传感器控制的应用。 1利用ST7MC微处理器的反电动势过零法无传感器控制的例子 ST7MC是意法（ST）公司推出的8位电机控制专用微控制器芯片，适用于无刷直流电机无传感器控制。它具有高灵敏度的反电动势过零检测，高去噪能力，即使在电机高速运行时也能实现正确检测。反电动势可直接取自断开相绕组的端电压，不需经滤波电路，因此没有相移问题。介绍一种基于ST7MC单片机的两相导通三相六状态星型接法无位置传感器无刷直流电机控制方案。该方案通过检测三相定子绕组反电动势过零点，来确定转子位置，决定换相时刻。* 无刷直流电动机起动时，先由程序控制给电机的两相定子绕组通电，经过一段时间转子处于预定的初始位置。然后按照电机预定转向的换相顺序由程序控制给相应绕组馈电，使电机起动，该期间同时进行反电动势的过零检测，但换相不受反电动势检测信号的控制。电机按预先规定的次序进行换相且时间间隔由软件延时控制，该时间间隔逐渐变短。程序控制PWM波占空比不变，采取变频恒压的方式起动。等待连续检测到两次反电动势过零信号即令程序跳出开环换相过程，进入由反电动势检测信号控制电机换相的自控式运行状态，完成电机的起动过程。电机三段式起动过程的相电流、换相、反电动势过零信号如图9-47所示。*图图9-47 电机三段式起动过程的相电流、电机三段式起动过程的相电流、换相信号、反电动势过零信号图换相信号、反电动势过零信号图* 反电动势取样电路：反电动势信号直接取自逆变器的3个输出端，电动机端电压通过限流电阻分别送入ST7MC的MCRA、MCRB、MCRC三个引脚。它们与由寄存器定义的电压基准值或者外部参考电压值比较，本系统中用寄存器定义的 作为反电动势过零点的基本值。检测到反电动势过零点后需要延时30才是换相点，这个延时如果由硬件来完成不仅会增加系统控制电路的复杂性，而且电路本身会带来相移误差。需要对相移修正。这里采取完全由软件程序计算的方法来实现相角延时以得到换相点：由于相邻两个过零点相差60，所以把前一个和此次过零的间隔时间除以2计算得到30的延时时间。* 本方案采用软件滤波的方法消除换相点附近的干扰。当换相发生后，程序控制从换相时刻起的一段时间内不计算反电动势值，也就是在干扰期间跳过反电动势过零检测程序段，以避开干扰影响。由于干扰持续的时间很短，因此放弃检测的这段时间也不宜过长。视具体系统而定。本文根据电机参数选择检测时间在200500ns之间，实验证明采用上述软件滤波算法可以很好的消除干扰。* 采用上述控制方案进行实验研究，实验对象为电动自行车、电动摩托车用无刷直流电机，电机参数为：极对数3，输入直流电压48V，功率700W，最大转速3000r/min。结果表明该系统能使电机顺利平稳起动，并很好地实现了电机自动换相、平稳运行，从图9-47中平稳的波形可以看出，其控制效果明显优于纯硬件设计的控制系统。*2 利用MC56F8013微控制器的反电动势过零法无传感器控制的例子 飞思卡尔（Freescle）公司的MC56F801x系列在单个芯片上结合了DSP的计算功能和MCU的控制功能，非常适合电机的数字控制。这种混合型控制器提供了多种专用外设，如脉宽调制（PWM）模块（组）、数模转换器（ADC）、定时器、通信外设（SCI、SPI和I2C）以及内置闪存和RAM。* 图9-48显示了利用MC56F8013的既可用于实现PMSM矢量控制，也可用于实现BLDC电机的无位置传感器控制的方框图。它包含了采用成本最低，最可靠的反电动势过零点法实现无传感器控制。以及电流和速度的闭环控制。它利用电阻网络采集的三相反电动势信号发送到ADC2、ADC3、ADC4输入端，利用电阻分压取得直流母线电压 中点电位发送到ADC1，计算得到反电动势过零点的信息用于确定转子的位置，并确定开通哪个功率晶体管以实现正确的换相，获得最大的电机转距。*图图9-48 MC56F8013的的PMSM/BLDC电电机控制方案通用方框图机控制方案通用方框图*习题：9.1 简述无刷直流电动机的结构组成9.2 简述无刷直流电动机的工作原理9.3 比较无刷直流电机与永磁同步电动机的异同9.4 简述无刷直流电动机的调速系统的结构与工作原理9.5 简述无刷直流电动机的无位置传感器控制的方法本章结束！*