第第8章章 匹配网络和偏置网络匹配网络和偏置网络 8.1 分立元件的匹配网络分立元件的匹配网络 8.1.1 双元件的匹配网络双元件的匹配网络 匹配网络就是阻抗匹配，以减小噪声干扰、提高功率容量和频率响应的线性度。设计方法：设计方法：1. 采用解析法求出元件值，采用解析法求出元件值，2. 利用圆图设计。利用圆图设计。ZLZSCLZLZSCLZLZSLCZLZSC1C2ZLZSZLZSLCC2C1ZLZSL2L1ZLZSL1L2设计目标：设计目标：1. 满足系统要求，满足系统要求，2. 成本最低且可靠性最高。成本最低且可靠性最高。前者结果精确，便于仿真；后者简单直观，容易验证。前者结果精确，便于仿真；后者简单直观，容易验证。炭能貌退脸箱诅代讯佣律齿腑泽羡数蜜挂疵陷遏哟跺短雪经二被跪亮候暑射频电路第八章射频电路第八章1例例8.1 已知晶体管在2GHz的输出阻抗ZT=(150+j75)，设计如图L形匹配网络，使输入阻抗ZA=(75+j15)的天线得到最大功率。发射机发射机CLZAZMZT解：解：根据最大功率传输条件(共轭匹配)得： 解析法计算量相当大，图解法的复杂程度几乎与元件数目解析法计算量相当大，图解法的复杂程度几乎与元件数目无关，而且能体会到每个元件对实现特定匹配状态的贡献，任无关，而且能体会到每个元件对实现特定匹配状态的贡献，任何错误都能立即在圆图上反映出来，并直接进行调整。何错误都能立即在圆图上反映出来，并直接进行调整。烹姑谱淹炼仓朋猛咨贬河邢躯环丈窘抚嗣藐院刽锁仗兔窥宽腰掐昼县悔泞射频电路第八章射频电路第八章2 1. 电抗元件与复数阻抗电抗元件与复数阻抗串联将导致圆图上的相应阻串联将导致圆图上的相应阻抗点沿等电阻圆移动。抗点沿等电阻圆移动。 2. 并联将导致圆图上的并联将导致圆图上的相应导纳点沿等电导圆移动相应导纳点沿等电导圆移动.移动方向：移动方向： 如果连接的是电容，则如果连接的是电容，则参量点向下半圆移动。参量点向下半圆移动。 如果连接的是电感，则如果连接的是电感，则参量点向上半圆移动。参量点向上半圆移动。 掌握了单个元件对负载的响应掌握了单个元件对负载的响应, 就可设计出能够将任意负载变换为任意就可设计出能够将任意负载变换为任意指定的输入阻抗的双元件匹配网络。一般在阻抗指定的输入阻抗的双元件匹配网络。一般在阻抗-导纳复合圆上设计导纳复合圆上设计L形网络形网络或其他任何无源网络都需要将有关参量点沿等电阻圆或电导圆移动。或其他任何无源网络都需要将有关参量点沿等电阻圆或电导圆移动。溢教帆妆盆聊阳骗个妖舱路尼挎熬踪洁吵椿泛植酣挪定忿磕卧纸华招谭贩射频电路第八章射频电路第八章3zT=2+j1zTC=1j1.22zM=zA=1j0.2*例例8.2 采用图解法设计L形匹配网络。设设 Z0=75，则，则 zT=ZT/Z0=2+j1，zA=ZA/Z0=1+j0.21. 求归一化源阻抗和负载阻抗。求归一化源阻抗和负载阻抗。2. 在圆图中过源阻抗的相应点在圆图中过源阻抗的相应点 画出等电阻圆和等电导圆。画出等电阻圆和等电导圆。3. 在圆图中过负载阻抗的共轭在圆图中过负载阻抗的共轭 复数点画出等电阻圆和等电复数点画出等电阻圆和等电 导圆。导圆。4. 找出找出2、3步所画圆的交点，步所画圆的交点， 交点的个数就是可能存在交点的个数就是可能存在 匹配网络的数目。匹配网络的数目。yA=1 j0.2rTC=rA=1gT=gTC=0.4yT=0.4 j0.2yTC=0.4+j0.49zTC=1j1.22-j0.22j1-j0.2响卑新傍妥膀慌炭沤怕召屿剃浴竭配埃绘二猴伤刹末棒累智填急斩沥痢千射频电路第八章射频电路第八章4 5. 先沿着相应的圆将源阻抗点移动到交点，再沿相应的圆移动先沿着相应的圆将源阻抗点移动到交点，再沿相应的圆移动 到负载的共轭点，根据这两次移动的过程就可求出电感和电到负载的共轭点，根据这两次移动的过程就可求出电感和电 容的归一化值。容的归一化值。6. 根据给定的工作频率确定电感和电容的值。根据给定的工作频率确定电感和电容的值。jxL=zMzTC=j1.02L=(xLZ0)/=6.09nHjbC=yTCyT=j0.69C=bC/(Z0)=0.73pF例例8.3 已知源阻抗ZS=(50+j25)，负载阻抗ZL=(25j50)，特性阻抗Z0=50， 工作频率 f =2GHz。求出所有可能的电路结构。 zL=ZL/Z0=0.5j1 或 yL=0.4+j0.8解：解： zS=ZS/Z0=1+j0.5 或 yS=0.8j0.4 先画出归一化源阻抗点的等电阻圆和等电导圆(虚线)，再画出归一化负载阻抗共轭点的等电阻圆和等电导圆(实线)。苯夜雏对便涛肘卉危茹谁氨太续欧寇易兜圭鲜律傀达阜枕喝眶觉会琵抖阻射频电路第八章射频电路第八章5BDCAzSzL*zS=1+j0.5 yS=0.8j0.4 yL=0.4j0.8* zL=0.5+j1 *路径：路径： zD=1+j1.2 或 yD=0.4j0.5 zC=1j1.2 或 yC=0.4+j0.5 zB=0.5j0.6 或 yB=0.8+j1交点：交点： zA=0.5+j0.6 或 yA=0.8j1jx1=zLzA=j1j0.6=j0.4串联电感串联电感L2= =1.59nHx1Z0jb2=yAyS=j1+j0.4=j0.6并联电感并联电感L2= =6.63nHb2Z0zS zA zL*zS zD zL*ZLZS6.63nH2.79nHZLZS2.23pF1.59nHzS zA zL*ZLZS13.26nH0.94pFzS zB zL*ZLZS6.37nH3.06nHzS zC zL*缉赡纽愧贡构危掺幼租贮果腹沼讽环磷刷葛唆栏范色倒冗匙垢牙堰痘雕猩射频电路第八章射频电路第八章6 8.1.2 匹配禁区、频率响应及品质因素匹配禁区、频率响应及品质因素 图图8.1中的网络并不都能在任意中的网络并不都能在任意ZL和和ZS之间实现预期的匹配。之间实现预期的匹配。如源阻抗如源阻抗ZS=Z0=50而使用图而使用图(a)电路时，则与源并联的电容将使圆图上的对应点沿电路时，则与源并联的电容将使圆图上的对应点沿等电导圆顺时针方向移动会远离经过原点的等电阻圆。因此采用这种匹配等电导圆顺时针方向移动会远离经过原点的等电阻圆。因此采用这种匹配网络不能将落在阴影区内的负载阻抗与网络不能将落在阴影区内的负载阻抗与50的源阻抗相匹配。的源阻抗相匹配。ZLZSZLZSZLZSZLZS(b)(c)(d)(a) 必须牢记必须牢记, 图中的禁区仅仅是针对图中的禁区仅仅是针对ZS=Z0=50的源阻抗而言的源阻抗而言, 对于其他对于其他量值的源阻抗量值的源阻抗, 禁区的形状是完成不同的。禁区的形状是完成不同的。即无法与阴影区的即无法与阴影区的Z ZL L共扼匹配共扼匹配印斜渐衰萤戒息吉脆沼题安瘟对饲卧羚捷畸灾驻坍元棚涧端栈坛拜俐迎咎射频电路第八章射频电路第八章7 对于任意给定的负载阻抗和源阻抗，至少存在两种可能的对于任意给定的负载阻抗和源阻抗，至少存在两种可能的L形网络结构形网络结构可以实现预定的目标。可以实现预定的目标。选择的标准除容易得到元件值外，还包括直流偏置、选择的标准除容易得到元件值外，还包括直流偏置、稳定性和频率响应。稳定性和频率响应。 由于任何由于任何L形匹配网络都包含串联和并联的电容或电感，故其频率响应形匹配网络都包含串联和并联的电容或电感，故其频率响应可归类于低通、高通或带通滤波器。可归类于低通、高通或带通滤波器。zS=1zA=1+j1.23zB=1-j1.23zL=1.6-j1.2yA=0.4-j0.5 考察考察 f0=1GHz的匹配网络，它可以把的匹配网络，它可以把RL=80与与CL=2.65pF串联的负载串联的负载变换成变换成50的输入阻抗。的输入阻抗。0.6pF9.75nHRSRLCLVoutVS2.6pF10nHRSRLCLVoutVSzA=1+j1.23zB=1-j1.23zS=zS=1zL=1.6-j1.2yL=0.4+j0.3*图8.8(c)图8.8(b)醇晚间土解吩影巨总寅马涸笺椽峭虏苫敌暂烂盗叛锋榴谊裁拎碳俺泌溶悟射频电路第八章射频电路第八章8为了求得匹配网络的带宽，可将匹配网络传递函数在 f0附近的钟形频率响应与带通滤波器的频率响应相比较。 这两个网络以输入反射系数 和传输函数 表示的频率响应如右图所示。可见两种匹配网络只能在 f0=1GHz的频率点上实现良好匹配，若偏离 f0 则急剧恶化。 上述匹配网络也可视为 f0的谐振电路，其有载品质因数：疥互肃挟蚊凄醉狠欣岗咕犬杯奢坯损朔挟形哆海讨停府筷酚甄耿动坝北阮射频电路第八章射频电路第八章91.55pFRSTRLPLLNVbVT125.1CT125.116.2nH 当工作频率靠近 f0时，图8.8(c)所示的匹配网络可改画成带通滤波器 。(电源负载串并变换)结果与图8.8(c)电路十分吻合 等效带通分析法能够了解匹配网络在 f0 附近的频率响应, 并能够对电路的带宽做出准确的估计，但分析过于复杂。因此希望找到简单的方法来估计匹配网络的品质因数-节点品质因数节点品质因数。(8.9)算拌爆丫酚镜去馈障洪彤憎办综泌扫莉英笆垂镇九俊垃汀扔燥骋楔投当阎射频电路第八章射频电路第八章10 对于匹配网络的每一个节点，其阻抗都可用等效串联阻抗对于匹配网络的每一个节点，其阻抗都可用等效串联阻抗ZS=RS+jXS或导纳或导纳YP=GP+jBP表达。故在每个节点处表达。故在每个节点处节点品质因数：节点品质因数：这个结论对任何这个结论对任何L匹配网络都成立。对于更复杂的匹配网络，有载品质因数匹配网络都成立。对于更复杂的匹配网络，有载品质因数都可简化为节点品质因数的最大值来估计。都可简化为节点品质因数的最大值来估计。在在Smith圆图中画出等圆图中画出等Qn线，读出后除以线，读出后除以2就可得到就可得到L网络的有载品质因数。网络的有载品质因数。由3.5式, 归一化：ir故节点品质因数： 根据Qn定义和圆图阻抗变换关系, 图8.8(c)匹配网络的最大Qn出现在B点， Qnmax= 1.23 /1=1.23， 由8.9式：QL= Qnmax/2即：得圆方程：曰墟镀滋俊疡涎拧礼酝癌蹲厦根唆磋标矛皋至矮钓岸突歧谢好祁吹株筏闲射频电路第八章射频电路第八章11例例8.4 设计在1GHz频率上使负载阻抗ZL=(25+j20)和50源阻抗相匹配的窄带网络，并用圆图求QL和BW。实际带宽：图8.12(c)的BW=2.6GHz 而图8.12(b)没有下边频，按中心频率对称计算，BW=1.9GHz L形匹配网络无法控制品质因数，形匹配网络无法控制品质因数，若要增加若要增加Q的调整范围，必须采用三的调整范围，必须采用三元件网络。元件网络。 zA=0.5+j0.5 zB=0.5-j0.5 Qn=1 zL=0.5+j0.4 zS=1 Qn=1 图8.12(c)图8.12(b)缨癣鼻乡又卖蘸朴渗窥诧眠皋褒吮饵驾冰冷巩支酷脏语嗜陡署隶票信快层射频电路第八章射频电路第八章12 8.1.3 T形匹配网络和形匹配网络和形匹配网络形匹配网络 增加一个节点后，通过适当选择该节点的阻抗来控制增加一个节点后，通过适当选择该节点的阻抗来控制QL值。值。例例8.5 将ZL=(60-j30)负载阻抗变换成Zin=(10+j20)的输入阻抗, 且Qnmax=3，f =1GHz，求T形匹配网络的元件值。 设传输线阻抗 Z0=50，Z2Z3ZLZBZ1ZinZA Qn=3 Qn=3 zA=1.2-j1 zin=0.2+j0.4 zB=0.2-j0.6 zL=1.2-j0.6 Z1与ZL串联，A点必在rL=1.2的等圆上。Z2与ZA并联，再与Z3串联，B点必落在gA= 0.5和 rin= 0.2的等圆上，且与Qn=3 相交。解：解：T形结构：形结构：8.72pF7.85nHZin3.53pFZL以增加一个电路元件为代价，扩大了调整匹配网络品质因数以增加一个电路元件为代价，扩大了调整匹配网络品质因数(带宽带宽)的自由度的自由度.劳萍观钓朔座另陀伪胶宾纪庚慷择萎搬皇簇牵环魄宜辱梁鹊玛讼订彻滚钻射频电路第八章射频电路第八章13 8.2 微带线匹配网络微带线匹配网络 8.2.1 从分立元件到微带线从分立元件到微带线ZLTL2ZinC2TL3TL1C1 在G 频段常常采用分立元件和分布参数元件混合使用的方法。这种匹配网络通常包括几段串联的传输线以及间隔配置的并联电容组成.由于电感比电容有更高的电阻损耗，所以尽量避免使用。 随着工作频率的提高及相应波长的减小，分立元件的寄生参数效应就变得更加明显，从而使元件值的求解变得相当复杂.因此当波长明显小于电路元件长度时则应使用分布参数元件。例例8.7 设计一个匹配网络将ZL=(30+j10)的负载阻抗变换成Zin=(60+j80)的输入阻抗，要求采用两段串联传输线和一个并联电容。已知Z0=50，f =1.5GHz。灭昼沤啦墙祖决辱口修褂识瓣虎睦厦哄浴灭宫焉砂硝捣吕榆戳曲锋午扒朔射频电路第八章射频电路第八章14解：解： 1. 过归一化 zL=0.6+j0.2点做驻波比圆，则圆上的点对应负载与传输线相连后的总阻抗,具体位置取决于传输线的长度; 2. 过归一化 zin=1.2+j1.6点做驻波比圆，从负载驻波比圆到输入驻波比圆的过渡点可以任选，如yA=1-j0.6，则沿 g =1的等电导圆移动到yB=1+j1.5，故并联容纳 jbC= yB-yA=j2.1； 3. 根据圆外刻度顺时针向源方向确定传输线的电长度。 zin zLBA0.0750.04600.1850.102ZLZinC14.37pF埂再别温何歇昏咀还鬼扩望骑勉惦蜗寝槐杨校扁代亿赘痒嚼砾庐胡背兢肝射频电路第八章射频电路第八章15 完全取消集总参数，由串联的传输线和并联的终端开路或短路短截线构成。结构如图，有4个可调整参数：传输线长度和特性阻抗传输线长度和特性阻抗短截线长度和特性阻抗短截线长度和特性阻抗 8.2.2 单节短截线匹配网络单节短截线匹配网络xinrinZLZinZ0L, Z0S 开路开路/短路短路ZLZinZ0L, Z0S 开路开路/短路短路 各段传输线都有相同的宽度以便降低实际调整工作的难度。由输入阻抗的实部rin和虚部xin与电容至负载的距离 之间的函数关系可见，这种匹配网络有相当大的调整范围，并对电容在传输线上的位置非常敏感。炮袍棕挥苦许有联丧虐庐忽迭墟惩瓷推刹疽厚擦股砰侧驾袋已吓聚芒弦流射频电路第八章射频电路第八章16例例8.8 ZL=(60-j45)，设传输线和短截线的特性阻抗Z0=75，要求将该负载变换成Zin=(75+j90) 。 zin=1+j1.2 yA=0.8+j1.05 解：解： 选择短截线长度的基本原则：选择短截线长度的基本原则：短截线电纳短截线电纳 bS 能够使能够使yL变换到变换到zin点的驻波比圆上。点的驻波比圆上。 yL=0.8+j0.6 yB=0.8-j1.05 jbSB=yByL= j1.65jbSA=yAyL=j0.45 或或 是从是从y=0点点(开路点开路点)开始沿圆的最外圈刻度开始沿圆的最外圈刻度g=0向源方向移动向源方向移动(顺时针顺时针)到达到达y=j0.45或或-j1.65点所经过的电长度点所经过的电长度(求传输线用驻波比圆求传输线用驻波比圆, 求求短截线用导纳短截线用导纳)。若将长度增加若将长度增加1/4, 则开路短截线就可换成短路短截线。则开路短截线就可换成短路短截线。在在使用同轴电缆时使用同轴电缆时, 这种转换是非常必要的，因为开路同轴电缆的断面较大这种转换是非常必要的，因为开路同轴电缆的断面较大,会产生较大的辐射损耗。在印刷电路设计中开路短截线则更加适合，因为会产生较大的辐射损耗。在印刷电路设计中开路短截线则更加适合，因为开路不需要配置过孔，过孔是在短路短截线终端形成接地状态所必须的。开路不需要配置过孔，过孔是在短路短截线终端形成接地状态所必须的。jbSB=-j1.65jbSA=j0.45短短开开颇诚腋瞳镶船语磕辕了江贫雀宴狈惨钥爷酥啸寓繁擂醚躬摧除剖叙役例苍射频电路第八章射频电路第八章17 8.2.3 双短截线匹配网络双短截线匹配网络 单短截线匹配网络的缺点是要插入长度可变的传输线，这对可调型匹配器带来困难。 双短截线匹配网络是将两段开路或短路短截线并联在一段固定长度(/8，3/8 或5/8）的传输线两端。 理想匹配状态要求 Zin=Z0，即 yA=1。 设传输线无损耗， 则yB=yA jbS2必落在 g=1 的等电导圆上。若取 =3/8，yB圆将向负载方向(反时针)转过2 =270为了确保匹配，yC必须落在这个移动了的g=1 圆上(yC圆)。ZLZA 开路开路/短路短路ZBZCZDZin=Z0yCyB韶钢侄肆九爬掌腰尉涅登瘤稳金吮渗周彭流泞黎烩路们磅耀毛蓝督性语时射频电路第八章射频电路第八章18 通过改变 长度可使 yD最终变换为位于与yC点的等电导圆上。只要yD落在等电导圆g=2(禁区)之外，上述变换就可实现。例例8.10 设 =/8 ， = =3/8 ，Z0=50， 求 ZL= (50+j50) 与Zin=50匹配的短路短截线长度. 3. 将将yC沿等驻波比圆顺时针旋转沿等驻波比圆顺时针旋转 . 得 yB=1+j3, yin=yA=1.则则 jbS2=yAyB= j3解：解：1. 将将yL顺时针旋转顺时针旋转/8 查到 yD=0.4+j0.238 2. 将将g=1圆反时针旋转圆反时针旋转 , 并在圆上找到与并在圆上找到与yD等电导的等电导的点点. 选择 yC=0.4j1.8则则 jbS1=yCyD= j238yDyCyByAyL0.05100.074传输线无耗负载往源走源往负载走-j3-j2钨烤尧棚蜗拍村乱狰须家嘛附虱逮底船震也拧兢烬扦慈鸭腮膀佣翟痴厩烷射频电路第八章射频电路第八章19 8.3 放大器的工作状态和偏置网络放大器的工作状态和偏置网络 8.3.1 放大器的工作状态和效率放大器的工作状态和效率 偏置的作用是在特定的工作条件下为有源器件提供适当的静态工作点，偏置的作用是在特定的工作条件下为有源器件提供适当的静态工作点，并抑制晶体管参数的离散性以及温度变化的影响从而保持恒定的工作特性。并抑制晶体管参数的离散性以及温度变化的影响从而保持恒定的工作特性。=360甲类：甲类：=180乙类：乙类：0 O丙类：丙类：180甲乙类：甲乙类：O180O360信号失真较大信号失真较大要推挽工作要推挽工作信号失真最大信号失真最大效率最高效率最高信号失真大信号失真大要推挽工作要推挽工作信号失真最小信号失真最小功率小效率低功率小效率低效率：效率：= 100%PSPRF甲类的最大理论值为甲类的最大理论值为50%，丙类可接近，丙类可接近100% 不同的工作状态对应不同的偏置条件不同的工作状态对应不同的偏置条件, 是根据导通角来划分的。导通角是根据导通角来划分的。导通角对应于一个信号周期内有电流流过负载的时间。对应于一个信号周期内有电流流过负载的时间。菌湖馅淑宽拦诽罕范活境品逛叹除甥贾绍苇煞润瞥邻贬祸凯钓刊郡通月势射频电路第八章射频电路第八章20例例8.11 放大器效率的计算解：解：电源电流 IS=IQ+I0cos令 Is=0, =/2，则 IQ= I0cos(/2)ILIS00负载电压随电流变化，平均功率为：所以电源的平均电流和平均功率为：故放大器的效率：IQI0短众眼昆钎赶陕宪盛氨妊亚肺规空焦赴秉适亦美浓条模宫吏轿限稍亮距胜射频电路第八章射频电路第八章21 8.3.2 双极结晶体管的偏置网络双极结晶体管的偏置网络 分无源网络分无源网络(自偏置网络自偏置网络)和有源网络和有源网络,前者电路简单，后者稳定性好。前者电路简单，后者稳定性好。例例8.12 已知 VCE=3V, IC=10mA, VCC=5V,VBE=0.8V, =100, 求无源偏置网络阻值. 下图，先任选VX=1.5VR1=VX/IX=VX/10IB=1.5kRFoutVCCR2CCR1RFCRFinRFCI1CBICIB则：R3=(VXVBE)/IB=7k解：解：上图 I1=IC+IB=10+10/100=10.1mAR2=(VCCVX)/(IX+IB)=3.18k则：R1=(VCCVCE)/I1=198(VBEVXVCC)R4=(VCCVCE)/IC=200R2=(VCEVBE)/IB=22kRFoutCCR3R1R4RFCRFinRFCIBCBICR2VXIXVCC无源偏置网络无源偏置网络贴和筋侄读斯足撕值霉凳真灸将靶活市鹃丧饲挡听幸唆询刊菲雍坝代抿高射频电路第八章射频电路第八章22RFoutVCCRB1Q2RC2RFCRFinRFCIB1CBIC1RC1VC1I1CCRE1RB2Q1IB2IC2例例8.13 采用低频采用低频Q1为射频为射频Q2提供必要的基极电流，提供必要的基极电流，RE1改善静态工作点稳定度，且改善静态工作点稳定度，且Q1、Q2 具有相同的具有相同的温度特性。已知温度特性。已知 VCE2=3V, IC2=10mA, VCC=5V,VBE=0.8V, =100, 求有源偏置网络。求有源偏置网络。解：解： 设设 VC1=3V，VE1=1V， IC1=10IB2=10IC2/=1mA I1=IC1+IB1+IB2=1+0.01+0.1=1.11mARE1=VE1/(IB1+IC1)=1kRB2=(VC1VBE2)/IB2=22k则：则：RB1=(VC1VBE1VE1)/IB1=120kRC2=(VCCVCE2)/IC2=200RC1=(VCCVC1)/I1=1.8k有源偏置网络有源偏置网络VGRFCRFinCBCBVDRFoutRFC 8.3.3 场效应晶体管的偏置网络场效应晶体管的偏置网络 与双极结晶体管偏置网络基本相同，主要与双极结晶体管偏置网络基本相同，主要缺点是需要两个极性不同的电源。缺点是需要两个极性不同的电源。瘪峭盔肾末贷贴诊颂厚串珊泉为甄栈枝争沾镊奈嫂击脓呛孩让砌缚一对珠射频电路第八章射频电路第八章23习习 题题 八八8.3 如果要为负载阻抗如果要为负载阻抗ZL=30j40和和50的源阻抗设计双元的源阻抗设计双元 件匹配网络件匹配网络, 则可能存在多少种网络拓扑结构则可能存在多少种网络拓扑结构?8.6 已知负载已知负载 ZL=20 +j10需要与特性阻抗为需要与特性阻抗为50的微带线在的微带线在 f0=800MHz频率点实现匹配频率点实现匹配, 试设计两个双元件匹配网络试设计两个双元件匹配网络, 并求出各元件参数并求出各元件参数.8.19 试在试在 f0=600MHz频率点设计两个频率点设计两个T形匹配网络形匹配网络, 要求该网络要求该网络 能将负载阻抗能将负载阻抗ZL=100变换变换 Zin=20j40的输入阻抗的输入阻抗, 并并 且节点品质因数且节点品质因数Qn=4.8.2 已知负载阻抗已知负载阻抗ZL=100+j20, 源阻抗源阻抗ZS=10+j25, 工作频工作频 率率 f0=960MHz, 试用解析法设计一个双元件匹配网络试用解析法设计一个双元件匹配网络.讹总座酉至杰迷走漆泥明粟茫挖镜望尿账阵操捐补傍肋蒋臀奔欢赌饵杭靛射频电路第八章射频电路第八章24