第第6 6章章 DC-ACDC-AC变换技术变换技术n n6.1 6.1 逆变器分类、功率流向和波形指标逆变器分类、功率流向和波形指标n n6.26.2方波逆变器方波逆变器n n6.36.3脉冲宽度调制（脉冲宽度调制（PWMPWM）返回n n把直流电变成交流电称为逆变，相应的功率变换装置被称把直流电变成交流电称为逆变，相应的功率变换装置被称为逆变器。为逆变器。n n如果把逆变器的交流侧接到交流电源上，把直流电逆变成如果把逆变器的交流侧接到交流电源上，把直流电逆变成同频率的交流电送到电网去，叫有源逆变；同频率的交流电送到电网去，叫有源逆变；n n如果逆变器的交流侧不与电网连接，而是直接接到负载，如果逆变器的交流侧不与电网连接，而是直接接到负载，即把直流电逆变成某一频率的交流电供给负载，则叫无源即把直流电逆变成某一频率的交流电供给负载，则叫无源逆变。逆变。n nDC-ACDC-AC方框图如图方框图如图6-16-1所示。所示。图6-1 DC-AC方框图6.1 6.1 逆变器分类、功率流方向和指标逆变器分类、功率流方向和指标1 1、分类、分类 n n逆变器分为单相和三相两大类。单相逆变器适用于小、中功率；三相逆变器分为单相和三相两大类。单相逆变器适用于小、中功率；三相逆变器适用于中、大功率。这两大类按不同的特点又可分为：逆变器适用于中、大功率。这两大类按不同的特点又可分为：n n1 1）按输入电源特点）按输入电源特点n n输入电压为恒压源称为电压源逆变器（输入电压为恒压源称为电压源逆变器（Voltage Source Inverter Voltage Source Inverter 缩缩写写VSIVSI）或电压型逆变器，如图）或电压型逆变器，如图6-26-2所示所示, ,电压源逆变器的输入特点是电压源逆变器的输入特点是其输入具有理想电压源性质；输入为恒流源称为电流源逆变器其输入具有理想电压源性质；输入为恒流源称为电流源逆变器（Current Source Inverter Current Source Inverter 缩写缩写CSICSI），或电流型逆变器，如图），或电流型逆变器，如图6-36-3所示，电流源逆变器输入为理想电流源，在实际应用中使用较少。所示，电流源逆变器输入为理想电流源，在实际应用中使用较少。图6-2 电压源逆变器 图6-3 电流源逆变器 n n电压源逆变器又可分为：电压源逆变器又可分为：n na a、具有可变直流电压环节（、具有可变直流电压环节（Variable DC linkVariable DC link）的电压）的电压源逆变器，如图源逆变器，如图6-46-4所示。由所示。由DC-DCDC-DC变换器或可控整流获得变换器或可控整流获得可变的直流电压，输出电压幅度取决于输入可变直流电压，可变的直流电压，输出电压幅度取决于输入可变直流电压，输出电压频率由逆变器决定。一般情况下，该变换器输出输出电压频率由逆变器决定。一般情况下，该变换器输出电压为方波。电压为方波。n nb b、具有恒定直流电压环节（、具有恒定直流电压环节（Fixed DC linkFixed DC link）的电压源逆）的电压源逆变器，方块图如图变器，方块图如图6-56-5所示。其直流电压恒定，输出电压所示。其直流电压恒定，输出电压幅度和频率利用幅度和频率利用PWMPWM技术同步调整。技术同步调整。图6-4 具有可变直流电压环节的电压源逆变器图 6-5 具有恒定直流电压环节的电压源逆变器n n2 2）按电路结构特点可分为半桥式、全桥式，推）按电路结构特点可分为半桥式、全桥式，推挽式和单管式逆变器。挽式和单管式逆变器。n n3 3）按器件的换流特点可分为强迫换流式和自然）按器件的换流特点可分为强迫换流式和自然换流式逆变器。换流式逆变器。n n4 4）按负载特点可分为谐振式和非谐振式逆变器。）按负载特点可分为谐振式和非谐振式逆变器。n n5 5）按输出波形可分为正弦式和非正弦式逆变器。）按输出波形可分为正弦式和非正弦式逆变器。 工业用的特殊交流电源有变频变压电压源工业用的特殊交流电源有变频变压电压源VVVF(variableVVVF(variable voltage variable frequency) voltage variable frequency)和恒频恒压电压源和恒频恒压电压源CVCF(constantCVCF(constant voltage voltage constant frequency)constant frequency)。 2 2 、逆变器功率流方向、逆变器功率流方向 n n无论逆变器输出是方波还是正弦，在负载为感性或容性负载时，其输无论逆变器输出是方波还是正弦，在负载为感性或容性负载时，其输出电压滞后或超前电流。因此，在任意时刻（除阻性负载）其输出功出电压滞后或超前电流。因此，在任意时刻（除阻性负载）其输出功率的瞬时值有正有负。正的输出功率表明逆变器输出功率，即能量从率的瞬时值有正有负。正的输出功率表明逆变器输出功率，即能量从逆变器输入向负载传输；负的输出功率表明逆变器工作于整流状态，逆变器输入向负载传输；负的输出功率表明逆变器工作于整流状态，从负载向逆变器反馈能量。因此逆变器必须能够工作在四个象限才能从负载向逆变器反馈能量。因此逆变器必须能够工作在四个象限才能适应各种不同的负载情况。适应各种不同的负载情况。n n设逆变器输出电压为正弦，输出电流滞后于输出电压设逆变器输出电压为正弦，输出电流滞后于输出电压弧度，在此负弧度，在此负载情况下，其输出功率情况可以从图从图载情况下，其输出功率情况可以从图从图6-66-6和和6-76-7中可知中可知 ，在第一，在第一象限，逆变器输出电压和电流均为正，逆变器输出能量；在第三象限，象限，逆变器输出电压和电流均为正，逆变器输出能量；在第三象限，逆变器输出电压和电流均为负，逆变器输出能量；即在逆变器输出电压和电流均为负，逆变器输出能量；即在1 1、4 4象限，逆象限，逆变器工作在逆变状态。在第二象限，逆变器输出电压为负，电流为正，变器工作在逆变状态。在第二象限，逆变器输出电压为负，电流为正，逆变器从负载向逆变器反馈能量；在第三象限，逆变器输出电压为正，逆变器从负载向逆变器反馈能量；在第三象限，逆变器输出电压为正，电流为负，逆变器从负载向逆变器反馈能量。即在电流为负，逆变器从负载向逆变器反馈能量。即在2 2、3 3象限，逆变器象限，逆变器工作在整流状态。工作在整流状态。n n为了使逆变其能够在四个象限工作，功率开关管反并联一个二极管即为了使逆变其能够在四个象限工作，功率开关管反并联一个二极管即可实现，连接如图可实现，连接如图6-86-8所示所示。图6-6 逆变器输出瞬时电压和电流曲线图6-7 四象限工作情况图6-8 反并联二极管 3 3 、逆变器波形指标、逆变器波形指标 n n实际逆变器的输出波形总是偏离理想的正弦波形，含有谐波成分，为了评实际逆变器的输出波形总是偏离理想的正弦波形，含有谐波成分，为了评价输出波形的品质质量，从电压角度引入下述几个参数指标：价输出波形的品质质量，从电压角度引入下述几个参数指标：n n1 1）谐波因子（）谐波因子（Harmonic FactorHarmonic Factor）n n第第n n次谐波因子次谐波因子HFHFn n定义为第定义为第n n次谐波分量有效值同基波分量有效之值比，即次谐波分量有效值同基波分量有效之值比，即n n n n2 2）总谐波（畸变）因子）总谐波（畸变）因子THD THD (Total harmonic distortion factor)(Total harmonic distortion factor)n n n n该参数表征了一个实际波形同基波分量的接近程度。输出为理想正弦波的该参数表征了一个实际波形同基波分量的接近程度。输出为理想正弦波的THDTHD为零。为零。n n3 3）畸变因子（）畸变因子（Distortion factorDistortion factor）n n总谐波因子指示了总的谐波合量，但它并不能告诉我们每一个谐波分量的总谐波因子指示了总的谐波合量，但它并不能告诉我们每一个谐波分量的影响程度，畸变因子定义：影响程度，畸变因子定义：n n n n对于第次谐波的畸变因子定义如下：对于第次谐波的畸变因子定义如下：n n 返回6.26.2方波逆变器方波逆变器1 1、单相半桥式逆变电路、单相半桥式逆变电路 n n半桥式逆变电路如图半桥式逆变电路如图6-96-9（a a）所示，在直流侧有）所示，在直流侧有两个相互串联的足够大的电容，使得两个电容的两个相互串联的足够大的电容，使得两个电容的联结点为直流电压的中点。两个电容构成一个桥联结点为直流电压的中点。两个电容构成一个桥臂，开关管和及其反并二极管和构成另一个桥臂，臂，开关管和及其反并二极管和构成另一个桥臂，两桥臂的中点为输出端，可以通过变压器输出，两桥臂的中点为输出端，可以通过变压器输出，也可由这两端直接输出。因电容也可由这两端直接输出。因电容C C容量较大，每个容量较大，每个电容两端电压，电容两端电压，B B点电位基本上不变，点电位基本上不变，A A点的电位点的电位则取决于器件的工作情况。则取决于器件的工作情况。图6-9 半桥逆变器的主电路及主要波形n n若Q1导通，则 。n n若Q2导通，则 。所以输出电压为1800电角度的方波交流电，宽度等于Ton（Q1或Q2的导通时间）。频率等于开关频率 是开关周期。n n在纯电阻负载R情况下，D1或D2都不参与导通，Q1和Q2互相轮流导通，输出波形为方波，其幅值为 ，为保证电路正常工作， Q1和Q2不能同时导通，否则将出现直流侧短路现象。改变Q1和Q2的激励信号的频率，输出电压的频率也随之改变。 n n其输出电压有效值为：n n其瞬时值表达式为：n n当n=1时，其基波分量的有效值为：n n当负载为纯电感负载时，若当负载为纯电感负载时，若Q Q1 1管在管在T TS S/2/2关断，由于关断，由于电感中的电流不能突然改变方向，此时即使电感中的电流不能突然改变方向，此时即使Q Q2 2管管加上驱动信号，加上驱动信号，i iL L也必须通过也必须通过D D2 2流动，直到流动，直到i iL L为零为零Q Q2 2才能导通。才能导通。i iL L为零后电流开始反向，为零后电流开始反向，Q Q2 2管才流过管才流过电流。电流。n n在在 作用下，作用下，i iL L线性增长，线性增长，Q Q1 1截止后，截止后，i iL L维持原维持原方向流动，电流方向流动，电流D D2 2经续流，于是经续流，于是 变负，在此变负，在此电压作用下电压作用下i iL L下降，下降速度与增长速度相同。下降，下降速度与增长速度相同。由此可见，感性负载时由此可见，感性负载时Q Q1 1和和Q Q2 2、D D1 1和和D D2 2是轮流导通是轮流导通的。的。n n由于由于D D1 1或或D D2 2续流，电压形成一个负续流，电压形成一个负( (正正) )的面积。如的面积。如果果Q Q1 1或或Q Q2 2导通时间超过导通时间超过T TS S/4/4，波形为，波形为1801800 0方波，电方波，电感电流成为正负面积对称的三角波，不再受或导感电流成为正负面积对称的三角波，不再受或导通时间变化的影响，如图通时间变化的影响，如图6-96-9（c c）所示。）所示。2、单相全桥逆变电路 n n单相全桥逆变电路如图6-10所示，有四个功率管、四个反并联二极管组成，其控制方式有双极性控制、有限双极性控制和移相控制三种。 6-10全桥逆变器主电路和双极性控制工作波形n n1)1)双极性控制方式双极性控制方式n n图图6-106-10（b b）和（）和（c c）给出了双极性控制方式下的）给出了双极性控制方式下的工作波形。在工作波形。在PWMPWM调制方式下，开关周期为调制方式下，开关周期为TsTs，在，在前半个开关周期，前半个开关周期，Q Q1 1和和Q Q4 4导通时间为导通时间为t tonon；后半周；后半周期期Q Q2 2和和Q Q3 3导通时间也为导通时间也为ton ton 。假定功率管为理想器。假定功率管为理想器件则在件则在Q Q1 1和和Q Q4 4导通期间导通期间v vABAB=V=Vinin；在；在Q Q2 2和和Q Q3 3导通期间导通期间v vABAB=-V=-Vinin ；四个功率均截止时，；四个功率均截止时，V VABAB=0=0。n n若负载若负载Z Z为纯电阻负载，则流过负载的电流的波形为纯电阻负载，则流过负载的电流的波形与电压波形相同。调节功率管的开通时间，从而与电压波形相同。调节功率管的开通时间，从而调节调节V VABAB的有效值大小。纯电阻负载时与功率管反的有效值大小。纯电阻负载时与功率管反并联的二极管没有电流流通，也就是说反并联的并联的二极管没有电流流通，也就是说反并联的二极管不参与工作。二极管不参与工作。n n若负载若负载Z Z为纯电感负载为纯电感负载L L，在，在Q Q1 1和和Q Q4 4导通时，导通时， v vABAB=V=Vinin ，流过负载，流过负载L L的电流从零增加，电流变化率的电流从零增加，电流变化率为为 ，该电流在，该电流在t=tt=tonon时达到最大值，即在时达到最大值，即在Q Q1 1和和Q Q4 4将关断时达到最大值，将关断时达到最大值， Q Q1 1和和Q Q4 4关断后，由于关断后，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，因此动，因此D D3 3和和D D2 2导通续流，于是导通续流，于是v vABAB=-V=-Vinin 。在这个。在这个电压作用下，电感电流减小，减小速度与和导通电压作用下，电感电流减小，减小速度与和导通时的增长速度相同。时的增长速度相同。i iL L=0=0时，时，Q Q2 2和和Q Q3 3导通，负载电导通，负载电流开始反向流过，负载流开始反向流过，负载L L的电流从零反向增加，该的电流从零反向增加，该电流在电流在t=tt=tonon时达到最大值，即在时达到最大值，即在Q Q2 2和和Q Q3 3将关断时将关断时达到最大值，达到最大值，Q Q2 2和和Q Q3 3关断后，由于电感电流不能突关断后，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，因此变，电感电流仍将按原来方向流动，因此D D1 1和和D D4 4导导通续流，于是通续流，于是v vABAB=V=Vinin 。n n由于由于D D2 2、D D3 3( (或或D D1 1、D D4 4) )续流，电压形成一个与导通期间伏续流，电压形成一个与导通期间伏秒积相等的负秒积相等的负( (正正) )的面积。如果的面积。如果Q Q1 1和和Q Q4 4（Q Q2 2和和Q Q3 3）导通时）导通时间超过间超过Ts/4Ts/4，波形为，波形为1801800 0方波，电感电流成为正负面积对方波，电感电流成为正负面积对称的三角波，不再受或导通时间变化的影响。由此可见，称的三角波，不再受或导通时间变化的影响。由此可见，全桥逆变器在感性负载时不宜采用双极性控制方式。全桥逆变器在感性负载时不宜采用双极性控制方式。n nv vABAB的有效值和瞬时值为：的有效值和瞬时值为：n n n n n n 为输出电压角频率。为输出电压角频率。n n当当n=1n=1时，其基波分量的有效值为：时，其基波分量的有效值为：n n n n显然当电源电压和负载不变时，其输出功率是半桥电路的显然当电源电压和负载不变时，其输出功率是半桥电路的4 4倍。倍。n n2)2)受限双极性控制方式受限双极性控制方式n n受限双极性控制方式的工作原理是让一个桥臂的两个管子受限双极性控制方式的工作原理是让一个桥臂的两个管子( (例如例如Q Q1 1 和和Q Q3 3) )以以PWMPWM方式工作，另一个桥臂的两个管子方式工作，另一个桥臂的两个管子Q Q2 2、Q Q4 4各轮流导通半个周期。各轮流导通半个周期。n n在纯电阻负载或空载时波形与双极性控制方式工作时相同，在纯电阻负载或空载时波形与双极性控制方式工作时相同，如图如图6-116-11（a a）；在负载为纯电感情况下，波形与双极性）；在负载为纯电感情况下，波形与双极性控制方式工作时不同，其波形如图控制方式工作时不同，其波形如图6-11(b)6-11(b)所示。所示。n n在负载为纯电感情况下，在负载为纯电感情况下，Q Q1 1和和Q Q4 4导通，导通， ，流过负载，流过负载L L的电流从零增加，的电流从零增加，Q Q1 1关断，由于电感电流不能突变，电感关断，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，形成由电流仍将按原来方向流动，形成由D D3 3、负载、负载L L和和Q Q4 4构成的续构成的续流回路，流回路， ， 由于该电路中没有外电源，若不计电路由于该电路中没有外电源，若不计电路损耗，则电感电流保持不变，直到损耗，则电感电流保持不变，直到Q Q4 4 关断，关断，Q Q2 2和和Q Q3 3导通，导通，电感电流才开始下降。在此工作方式下，仅与开关器件的电感电流才开始下降。在此工作方式下，仅与开关器件的状态有关，与负载性质和大小无关。状态有关，与负载性质和大小无关。 图6-11全桥电路受限双极性控制方式工作波形n n3)3)移相控制方式移相控制方式n n移相控制方式的工作过程是移相控制方式的工作过程是Q Q1 1和和Q Q3 3轮流导通，各轮流导通，各导通导通1801800 0电角；电角；Q Q2 2和和Q Q4 4也是这样，但也是这样，但Q Q1 1和和Q Q4 4不是同不是同时导通。时导通。Q Q1 1先导通，先导通，Q Q4 4后导通，两者导通差后导通，两者导通差a a电角电角度，如图度，如图6-126-12（a a）所示。其中）所示。其中Q Q1 1和和Q Q3 3分别先于分别先于Q Q2 2和和Q Q4 4导通，故称导通，故称Q Q1 1和和Q Q3 3组成的桥臂为超前桥臂，组成的桥臂为超前桥臂，Q Q2 2和和Q Q4 4组成的桥臂为滞后桥臂。组成的桥臂为滞后桥臂。n n移相控制时，电阻负载或空载时电压波形与上述移相控制时，电阻负载或空载时电压波形与上述两种方式的工作波形相同，纯电感负载时的工作两种方式的工作波形相同，纯电感负载时的工作波形与受限双极式工作波形相同，波形的宽度仅波形与受限双极式工作波形相同，波形的宽度仅与移相角有关，即在此工作方式下，仅与开关器与移相角有关，即在此工作方式下，仅与开关器件的状态有关，也与负载性质和大小无关。件的状态有关，也与负载性质和大小无关。图6-12 全桥电路移相控制方式的工作过程n n3傅立叶级数、方波逆变器输出谐波 n n1)1)傅立叶级数傅立叶级数n n傅立叶级数是研究和分析波形形状的工具。为了傅立叶级数是研究和分析波形形状的工具。为了分析方便，把傅立叶级数的基本定义、概念叙述分析方便，把傅立叶级数的基本定义、概念叙述如下。如下。n n在实际问题中，除了正弦函数外，还会遇到许多在实际问题中，除了正弦函数外，还会遇到许多非正弦的周期函数，为了研究非正弦的周期函数，非正弦的周期函数，为了研究非正弦的周期函数，将周期函数展开成由三角函数组成的级数，即将将周期函数展开成由三角函数组成的级数，即将周期为周期为 的周期函数用一系列三角函数的周期函数用一系列三角函数 之和来表示：之和来表示：n n其中其中 都是常数。都是常数。n n用上述方法将周期函数展开，它的物理意义是很用上述方法将周期函数展开，它的物理意义是很明确的，即把一个比较复杂的周期运动看成是许明确的，即把一个比较复杂的周期运动看成是许多不同频率的简谐振动叠加。这种展开称为谐波多不同频率的简谐振动叠加。这种展开称为谐波分析，常数项分析，常数项A A0 0称为的直流分量；称为的直流分量； 称为称为一次谐波（又叫做基波）；一次谐波（又叫做基波）；n n ， ，依次称为二次谐依次称为二次谐波，三次谐波，等等。波，三次谐波，等等。n n为了方便，将正弦函数为了方便，将正弦函数 展开：展开：n n把把 从从 逐项积分，逐项积分，根据三角函数的正交性，得到傅立叶系数为：根据三角函数的正交性，得到傅立叶系数为：n n当周期为当周期为 的的 为奇函数时，它的傅立叶系数为奇函数时，它的傅立叶系数为：为：n n当周期为当周期为 的的 为偶函数时，它的傅立叶系数为偶函数时，它的傅立叶系数为：为： n n方波逆变器输出波形傅立叶分解方波逆变器输出波形傅立叶分解 n n由于方波逆变器输出方波为奇函数，所以由于方波逆变器输出方波为奇函数，所以有：有：n n当当n n为偶数为偶数(even)(even)时，时， , , b bn n=0=0；n n当当n n为奇数（为奇数（oddodd）时，）时， ，所以：，所以：n n方波输出的傅立叶表达式可写成方波输出的傅立叶表达式可写成图6-13 方波逆变器输出频谱n n因此，我们得出方波逆因此，我们得出方波逆变器输出的频谱图，如变器输出的频谱图，如图图6-136-13所示，并有以下所示，并有以下结论：结论：n n（1 1）方波逆变器输出的）方波逆变器输出的方波谐波幅度随着方波谐波幅度随着n n的增的增加而减小，其减小系数加而减小，其减小系数为为1/n1/n；n n(2)(2)偶次谐波不存在；偶次谐波不存在；n n(3)(3)最低次谐波为最低次谐波为3 3次谐次谐波；波；n n(4)(4)由于基波和谐波频率由于基波和谐波频率差较小，低通滤波器设差较小，低通滤波器设计相当困难。计相当困难。n n图图6-146-14为方波的各次谐为方波的各次谐波时域图。波时域图。 图6-14 方波的各次谐波n n图6-15为一个准方波波形，显然它是一个奇函数，因此有n n如果n是偶数，则 图6-15 准方波波形n n准方波的基波幅度为：n n由式6-22可以知道，基波的幅度可以通过改变而被控制。n n同理，准方波的三次谐波幅度为 n n当 时， 即准方波的三次谐波为零。 n n一般地，当 时，n次谐波将为零。n n4负载为感性负载的方波逆变器特性n n前面讨论的方波逆变器负载为两种情况，纯电阻前面讨论的方波逆变器负载为两种情况，纯电阻负载和纯电感负载，一般说来，负载总是电感和负载和纯电感负载，一般说来，负载总是电感和电阻同时出现，因此负载电压和电流有相位差，电阻同时出现，因此负载电压和电流有相位差，电流滞后于电压。电流滞后于电压。R-LR-L负载的工作情况。负载的工作情况。n n方波输出的傅立叶表达式方波输出的傅立叶表达式 n n输出电流的傅立叶表达式可写为：输出电流的傅立叶表达式可写为：n n当较小，若忽略当较小，若忽略R R n n电流谐波的幅度与谐波次数的平方成比例（1/n2），电流的最低次谐波3次谐波的幅度为基波的1/9，因此可以把电流近似写成基波形式n n就是电压和电流的相差。n n在R-L负载下，全桥逆变器工作过程可以分为4个模式，如图6-16（a）所示。图6-16 全桥逆变器工作模式分析n n模式模式1 1，Q1Q1和和Q4Q4从从0 0角度开始导通，由于电流滞后角度开始导通，由于电流滞后电压，所以流过负载的电流为负，它沿着二极管电压，所以流过负载的电流为负，它沿着二极管D1D1和和D4D4流动，流动，Q1Q1和和Q4Q4零电流导通。零电流导通。n n模式模式2 2开始于负载电流过零，过零时刻角度开始于负载电流过零，过零时刻角度 ，在此时刻电流流过在此时刻电流流过Q1Q1和和Q4Q4。n n在模式在模式1 1和模式和模式2 2负载上的电压相同，为正电压。负载上的电压相同，为正电压。n n模式模式3 3开始于开始于 ，此时，此时，Q1Q1和和Q4Q4被强迫关断，被强迫关断，Q2Q2和和Q3Q3开始导通，负载中的电流要仍然保持原来的方开始导通，负载中的电流要仍然保持原来的方向，因此它沿着二极管向，因此它沿着二极管D2D2和和D3D3流动，虽然流动，虽然Q2Q2和和Q3Q3导通，但无电流流动。此时负的电压加在负载上，导通，但无电流流动。此时负的电压加在负载上，并保持到模式并保持到模式4 4。n n模式模式4 4开始于开始于 ，此时输出电流过零，在此时，此时输出电流过零，在此时刻电流流过刻电流流过Q2Q2和和Q3Q3，在，在 时刻，时刻，Q2Q2和和Q3Q3被强迫关被强迫关断，断，D1D1和和D4D4开始导通，进入下一循环周期。开始导通，进入下一循环周期。n n负载电压和电流、电源电流如图负载电压和电流、电源电流如图6-166-16（b b）所示。）所示。n n5 5方波逆变器输出滤波方波逆变器输出滤波n n方波逆变器输出是一交变方波电压，在某些场合可以直接应用，例如在驱动交流电机等应用中；在另一些场合，方波逆变器输出就必须进行滤波，才能满足应用的需要。n n通常采用LC低通滤波器（low pass filter）滤除方波逆变器输出方波的高次谐波，将LC低通滤波器置于方波逆变器输出和负载之间，如图6-17所示。图6-17 LC低通滤波器置于方波逆变器输出和负载之间在方波逆变器中，其输出幅度为输入直流电压幅度，无法控制其输出电压幅度和谐波。对某一频率的输出，其谐波总是基波频率的3倍、5倍、7倍等，采用LC低通滤波器滤除谐波很困难。LC低通滤波器的截止频率是固定不变的，滤波器的体积由滤波器的VA额定值确定。为了减小滤波器的体积，必须采用PWM开关方案。n n5 5 5 5 三相方波逆变器三相方波逆变器三相方波逆变器三相方波逆变器n n当当当当三三三三相相相相负负负负载载载载较较较较大大大大时时时时，通通通通常常常常采采采采用用用用三三三三相相相相逆逆逆逆变变变变器器器器。三三三三相相相相逆逆逆逆变变变变器器器器电电电电路路路路可可可可以以以以由由由由三三三三个个个个单单单单相相相相逆逆逆逆变变变变器器器器组组组组成成成成，单单单单相相相相逆逆逆逆变变变变器器器器可可可可以以以以是是是是半半半半桥桥桥桥式式式式的的的的也也也也可可可可以以以以是是是是全全全全桥桥桥桥式式式式的的的的，三三三三个个个个单单单单相相相相逆逆逆逆变变变变器器器器的的的的激激激激励励励励脉脉脉脉冲冲冲冲之之之之间间间间彼彼彼彼此此此此相相相相差差差差1201201201200 0 0 0，以以以以便便便便获获获获得得得得三三三三相相相相平平平平衡衡衡衡（基基基基波波波波）的的的的输输输输出出出出。输输输输出出出出通通通通常常常常采采采采用用用用以以以以便便便便消消消消除除除除输输输输出出出出电电电电压压压压中中中中的的的的三三三三倍倍倍倍数数数数谐谐谐谐波波波波（3 3 3 3，6 6 6 6，9 9 9 9，），通通通通常常常常三三三三相相相相逆逆逆逆变变变变电电电电路路路路采采采采用用用用三三三三相相相相桥桥桥桥式式式式电电电电路路路路，三三三三相相相相桥桥桥桥式式式式电电电电路路路路如如如如图图图图所所所所示示示示。每每每每个个个个桥桥桥桥臂臂臂臂（Red Red Red Red legleglegleg，Yellow Yellow Yellow Yellow legleglegleg，Blue Blue Blue Blue legleglegleg）相相相相互互互互延延延延迟迟迟迟1201201201200 0 0 0。n n当当G G点和点和N N点不连接时，点不连接时，180180O O导电型工作过程，负载为阻性。导电型工作过程，负载为阻性。n n6 6个功率管的驱动信号如图个功率管的驱动信号如图6-206-20所示，其导通顺序为所示，其导通顺序为5 5、6 6、1 1；6 6、1 1、2 2；1 1、2 2、3 3；2 2、3 3、4 4；3 3、4 4、5 5；4 4、5 5、6 6；5 5、6 6、1.1.；每组管子导通；每组管子导通6060度。度。 6 6个状态的等效电路如图个状态的等效电路如图6-216-21所示。所示。图6-20 6个开关的驱动信号（1800导电类型）图6-21 全桥逆变器开关不同组合时的等效电路图n n可以求出可以求出6 6个状态时三相输出电压个状态时三相输出电压：n n由上式画出三相输出相电压波形，如图所示，可见波形每个周期由六由上式画出三相输出相电压波形，如图所示，可见波形每个周期由六个阶梯组成，因此又称为六阶梯波。我们称个阶梯组成，因此又称为六阶梯波。我们称 、 、 为逆变器为逆变器相电压；相电压； 、 、 为逆变器线电压。为逆变器线电压。120120o o导电型模式时，每个开导电型模式时，每个开关元件导通关元件导通120120o o，S1S1S6S6依次间隔依次间隔6060o o导通，逆变器中任一时刻只有两导通，逆变器中任一时刻只有两管导通，工作安全可靠，不会发生同一桥臂直通现象，其导通时序按管导通，工作安全可靠，不会发生同一桥臂直通现象，其导通时序按进行，其输出波形读者可以自己分析。进行，其输出波形读者可以自己分析。返回6.36.3脉冲宽度调制（脉冲宽度调制（PWMPWM）n n方波逆变器可以方便地调整输出电压的频率，但输出电压方波逆变器可以方便地调整输出电压的频率，但输出电压的幅度在逆变环节中无法调节，通常需要增加调压环节完的幅度在逆变环节中无法调节，通常需要增加调压环节完成调压功能，但这种方法使系统复杂，且输出电压谐波大。成调压功能，但这种方法使系统复杂，且输出电压谐波大。从傅立叶分析可知，如果把方波逆变器输出的方波用个小从傅立叶分析可知，如果把方波逆变器输出的方波用个小方波取代（如图方波取代（如图6-246-24所示），就可以通过控制小方波的宽所示），就可以通过控制小方波的宽度控制逆变器输出基波的幅度。由于小方波的频率是逆变度控制逆变器输出基波的幅度。由于小方波的频率是逆变器输出基波频率的器输出基波频率的N N倍，因此逆变器输出的最低次谐波频倍，因此逆变器输出的最低次谐波频率升高，即可以通过增加率升高，即可以通过增加N N的办法减小最低次谐波幅度。的办法减小最低次谐波幅度。同时由于同时由于LCLC低通滤波器的截止频率升高，因此体积也减小。低通滤波器的截止频率升高，因此体积也减小。n n19641964年，德国学者年，德国学者A. A. SchonungSchonung 和和H. H. StemmlerStemmler 率先提出率先提出了脉宽调制（了脉宽调制（PWM: Pulse Width ModulationPWM: Pulse Width Modulation）的思想，）的思想，把通讯技术中的调制技术应用于交流传动中，开创了把通讯技术中的调制技术应用于交流传动中，开创了DC-DC-ACAC技术研究的新领域。一般说来，技术研究的新领域。一般说来，PWMPWM信号输出端加适当信号输出端加适当的滤波器可以恢复出原调制波信号。的滤波器可以恢复出原调制波信号。 图6-24方波逆变器输出的方波用N个小方波取代改变小方波脉冲宽度调节输出基波幅度n nPWMPWM逆变器从根本上解决了方波逆变器存在的问题。逆变器从根本上解决了方波逆变器存在的问题。近几十年来，该技术一直是电力电子的研究热点，近几十年来，该技术一直是电力电子的研究热点，并在工业应用领域产生了极大的经济效益。在技并在工业应用领域产生了极大的经济效益。在技术实现上，从模拟电路发展到全数字化方案；在术实现上，从模拟电路发展到全数字化方案；在调制原理上提出了自然采样法、规则采样法、等调制原理上提出了自然采样法、规则采样法、等面积算法、消除有限次谐波的优化调制方法等等。面积算法、消除有限次谐波的优化调制方法等等。为了适应交流异步电机变频调速的应用，提出了为了适应交流异步电机变频调速的应用，提出了电压正弦波调制、磁通正弦波调制和电流正弦波电压正弦波调制、磁通正弦波调制和电流正弦波调制算法。为了获得优良的输出波形，提出了消调制算法。为了获得优良的输出波形，提出了消除有限次谐波的算法、效率最优的和转矩脉动最除有限次谐波的算法、效率最优的和转矩脉动最小的小的PWMPWM算法。为了消除音频噪声、消除低次谐波算法。为了消除音频噪声、消除低次谐波以及提高系统稳定性，又提出了各种随机以及提高系统稳定性，又提出了各种随机PWMPWM技术。技术。到目前为止，对这一技术仍不断有新方案提出，到目前为止，对这一技术仍不断有新方案提出，充分体现出其强大的生命力。充分体现出其强大的生命力。1 1 、PWMPWM波形生成原理波形生成原理 在采样控制理论中，有一个重要结论：冲量相在采样控制理论中，有一个重要结论：冲量相等而形状不同的脉冲，加在具有惯性的环节上等而形状不同的脉冲，加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量，即是指窄脉冲的时，其效果基本相同。冲量，即是指窄脉冲的面积。这里所说的效果相同，是指环节的输出面积。这里所说的效果相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如果将其输出波形用傅氏响应波形基本相同。如果将其输出波形用傅氏变换分析，其中低频特性基本相同，仅在高频变换分析，其中低频特性基本相同，仅在高频段略有差异。段略有差异。 例如，图例如，图6-256-25中所示的三个面积相等但形状不中所示的三个面积相等但形状不同的窄脉冲，当他们分别加在惯性上环节上时，同的窄脉冲，当他们分别加在惯性上环节上时，输出基本相同，并且，脉冲宽度越窄，其输出输出基本相同，并且，脉冲宽度越窄，其输出的差异越小。当脉冲变为图的差异越小。当脉冲变为图6-25(d)6-25(d)中的单位脉中的单位脉冲函数时，环节的响应即为该环节脉冲过度函冲函数时，环节的响应即为该环节脉冲过度函数。数。 图6-25 形状不同而冲量相同的各种脉冲 基于上述理论，下面再来分析一下如何用一系列幅度相等、宽度不等的脉冲序列代替一个正弦波。 将图6-26(a)中所示的正弦波（半个周期）分成N等份，可以把正弦波（半个周期）看成由N个脉冲组成。这些脉冲宽度相等，幅值不等，脉冲顶部不是水平直线，而是按正弦规律变化的曲线。我们将这些脉冲以一组幅度相等、宽度不等的脉冲代替，使脉冲的中点和相对应的正弦等分的中点重合,且使脉冲面积和相应的正弦部份面积（冲量）相等，我们就得到如图6-26(b)所示的一组脉冲,把它们重画在一起，如图6-27所示，这就是SPWM波形。6-26 幅度相等、宽度不等的脉冲序列代替一个正弦波示意图n n把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。图6-27为所希望的波形和所期望的SPWM波的关系。图6-27所希望的波形和所期望的SPWM波的关系n n通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度呈线性关系且左右对称，当它与上下宽度与高度呈线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，在交点任何一个平缓变化的调制信号波相交时，在交点时刻就可以得到宽度正比于调制信号波幅度的脉时刻就可以得到宽度正比于调制信号波幅度的脉冲。图冲。图6-286-28为调制波、载波和为调制波、载波和SPWMSPWM波的关系图形。波的关系图形。采用采用SPWMSPWM技术时可以对技术时可以对DC-ACDC-AC逆变器的输出幅度和逆变器的输出幅度和频率进行独立控制。频率进行独立控制。n n需要说明的是，需要说明的是，PWMPWM和和SPWMSPWM这两个术语，实质上是这两个术语，实质上是没有区别的，有时为了强调正弦波调制，用没有区别的，有时为了强调正弦波调制，用SPWMSPWM表示，经常混用这两个术语。表示，经常混用这两个术语。SVPWMSVPWM是从电机控制是从电机控制角度出发，指电机磁通正弦脉冲宽度调制。角度出发，指电机磁通正弦脉冲宽度调制。6-28 调制波、载波和SPWM波的关系6-29 SPWM技术对DC-AC逆变器输出幅度和频率独立控制示意图2 PWM2 PWM的调制方式与相关术语的调制方式与相关术语 1)1)单极性（单极性（UnipolarUnipolar）PWMPWM调制与双极性调制与双极性( (Bipolar)PWMBipolar)PWM调制调制n n载波（三角波）在调制波半个周期内只在一个方向变化，所得到载波（三角波）在调制波半个周期内只在一个方向变化，所得到的的PWMPWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性PWMPWM控制方控制方式。式。 单极性单极性PWMPWM控制方式如图控制方式如图6-286-28所示，它说明了所示，它说明了SPWMSPWM技术对技术对DC-DC-ACAC逆变器输出幅度和频率独立控制。单极性调制中，逆变器同一逆变器输出幅度和频率独立控制。单极性调制中，逆变器同一桥臂的上部功率开关管和下部功率开关管在调制波（输出电压基桥臂的上部功率开关管和下部功率开关管在调制波（输出电压基波）的半周期内仅有一个功率开关管多次开通和关断。波）的半周期内仅有一个功率开关管多次开通和关断。n n和单极性和单极性PWMPWM控制方式不同的是双极性控制方式不同的是双极性PWMPWM控制方式。在双极性控控制方式。在双极性控制方式中，载波（三角波）在调制波半个周期内是在正负两个方制方式中，载波（三角波）在调制波半个周期内是在正负两个方向变化，所得到的向变化，所得到的PWMPWM波形也正负两个在方向变化，图波形也正负两个在方向变化，图6-296-29为双极为双极性性PWMPWM调制。在双极性调制。在双极性PWMPWM调制方式中，同一桥臂上下两个功率开调制方式中，同一桥臂上下两个功率开关的驱动信号是互补的信号，但实际上为了防止同一桥臂上下两关的驱动信号是互补的信号，但实际上为了防止同一桥臂上下两个功率开关直通而造成短路，在两个信号中间加入死区，死区时个功率开关直通而造成短路，在两个信号中间加入死区，死区时间大小主要由功率开关器件的关断时间决定，死区时间将会给输间大小主要由功率开关器件的关断时间决定，死区时间将会给输出的出的SPWMSPWM波形带来影响，使其偏离正弦波。波形带来影响，使其偏离正弦波。n n这两种方式的差别仅仅在于正弦波与三角波比较的方法。一般说来，单极性PWM调制方案产生的谐波较小，但是难于实现，在本书中只讨论双极性PWM调制方法。n n载波比载波比载波频率 fc与调制信号频率 fr 之比 根据载波和信号波是否同步及载波比p的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。 n n在异步调制方式中，调制信号在异步调制方式中，调制信号f fr r频率变化时，保持载波信频率变化时，保持载波信号号f fc c频率固定不变，因而载波比是变化的。这样，在调制频率固定不变，因而载波比是变化的。这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲的相位信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲的相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时半周期内前后也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时半周期内前后1/41/4周期的脉冲也不对称。周期的脉冲也不对称。n n当调制信号频率较低时，载波比当调制信号频率较低时，载波比p p较大，半周期内的脉冲较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后周期脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制频率不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制频率增高时，载波比增高时，载波比p p就减小，半周期内的脉冲数减少，输出就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就增大，输出波形与和正弦波之间的脉冲的不对称性影响就增大，输出波形与和正弦波之间的差异变大。因此，在采用异步调制方式示，希望尽量提高差异变大。因此，在采用异步调制方式示，希望尽量提高载波频率，以便在调制信号频率较高时仍能保持较大的载载波频率，以便在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。波比，改善输出特性。n n载波比载波比p p等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为同步调制。在同步调制方式中，调持同步的调制方式称为同步调制。在同步调制方式中，调制信号频率变化时，载波比制信号频率变化时，载波比p p不变，即调制信号半个周期不变，即调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。在三相内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。在三相SPWMSPWM逆变电路中，通常公用一个三角波载波信号且取载波逆变电路中，通常公用一个三角波载波信号且取载波比为比为3 3的整数倍的整数倍, ,以使三相输出波形严格对称，同时，为了以使三相输出波形严格对称，同时，为了使一相的波形正负半周镜向对称，使一相的波形正负半周镜向对称，p p应取为奇数。应取为奇数。n n当逆变电路输出频率很低时，因为在半个周期内输出脉冲当逆变电路输出频率很低时，因为在半个周期内输出脉冲的数目是固定的，所以由的数目是固定的，所以由PWMPWM调制而产生的附近的谐波频调制而产生的附近的谐波频率也相应降低，这种频率较低的谐波通常不易滤除，如果率也相应降低，这种频率较低的谐波通常不易滤除，如果负载为电动机，就会产生较大的转矩脉动和噪声，给电动负载为电动机，就会产生较大的转矩脉动和噪声，给电动机正常工作带来不利影响；作为正弦电源，滤波器的设计机正常工作带来不利影响；作为正弦电源，滤波器的设计非常困难。非常困难。n n为了克服上述缺点，通常都采用分段同步调制的方法，即把逆变电路的输出频率划分为若干个频段，每个频段内都保持载波比为恒定，不同频段的载波比不同。在输出频率的高频段采用较低的载波比，以使载波频率不致过高，在功率开关器件所允许的范围内，在输出频率的低频段采用较高的载波比，以使载波频率不至过低而对负载产生不利影响。n n3)3)调制度（调制度（Modulation IndexModulation Index）n n调制度（Modulation Index ）定义：n n n n如果MI高，正弦波输出幅度也高， 反之亦然。n n即有以下线性关系：n nV1是逆变器输出电压的基波幅度；Vin为输入直流电压的幅值。 3 3 3 3、SPWMSPWMSPWMSPWM生成方法生成方法生成方法生成方法1 1 1 1）自然采样法）自然采样法）自然采样法）自然采样法(Natural sampling)(Natural sampling)(Natural sampling)(Natural sampling)n n按照按照SPWMSPWM控制的基本理论，在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功控制的基本理论，在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率器件的通断，这种生成率器件的通断，这种生成SPWMSPWM波形的方法称为波形的方法称为自然采样法自然采样法自然采样法自然采样法。n n正弦波在不同的相位角时其值不同，因而与三角波相交所得的脉冲宽正弦波在不同的相位角时其值不同，因而与三角波相交所得的脉冲宽度也不同。另外，当正弦波频率变化或者幅值变化时，各脉冲的宽度度也不同。另外，当正弦波频率变化或者幅值变化时，各脉冲的宽度也相应变化，要准确生成也相应变化，要准确生成SPWMSPWM波形，就应准确地计算出正弦波和三角波形，就应准确地计算出正弦波和三角波的交点。波的交点。n n正弦调制波为正弦调制波为n n n n式中：式中： M MI I为调制度为调制度( (即调制波幅值与载波幅值之比即调制波幅值与载波幅值之比).).n n从图从图6-306-30可以看出，在三角波载波的一个周期内，其下降段和上升段可以看出，在三角波载波的一个周期内，其下降段和上升段各与正弦调制波有一个交点，使正弦调制波上升段的过零点和三角波各与正弦调制波有一个交点，使正弦调制波上升段的过零点和三角波下降段过零点重合并把该时刻作为零时刻。同时，把该点所在的三角下降段过零点重合并把该时刻作为零时刻。同时，把该点所在的三角波周期作为正弦调制波周期内的第一个三角波周期，则第波周期作为正弦调制波周期内的第一个三角波周期，则第n n个周期的三个周期的三角波方程可以表示如下：角波方程可以表示如下：可以看出，和是给定的，式（6-26）的和6-30 自然采样法n n这样，正弦调制波和第这样，正弦调制波和第n n个周期的三角波的交点时刻和可个周期的三角波的交点时刻和可分别由下式求得分别由下式求得n n在给定在给定 和和 后，求解上面两式即可求得和，脉冲宽后，求解上面两式即可求得和，脉冲宽度度k k可由下式求出：可由下式求出：n nt tA A和和t tB B均是未知数，求解这两个超越方程式非常困难的，均是未知数，求解这两个超越方程式非常困难的，这是由于正弦调制波和三角波的交点的任意性造成的。由这是由于正弦调制波和三角波的交点的任意性造成的。由于求解时需要花费较多的计算时间，难以在实时控制中在于求解时需要花费较多的计算时间，难以在实时控制中在线计算，因而自然采样法在实际工程应用不多。线计算，因而自然采样法在实际工程应用不多。 2）规则采样法(Regular sampling)n n规则采样法有不对称规则采样法（Asymmetric regular sampling）和对称规则采样法(Symmetric regular sampling)两种。规则采样法的脉冲宽度关系如图6-31所示，在对称规则采样法中 ；而不对称规则采样法中 。图6-31规则采样法脉冲宽度关系n n设载波周期为设载波周期为 ， ， 的分界点为某个三角波的负峰的分界点为某个三角波的负峰值点。将图值点。将图6-316-31中第个脉冲单中第个脉冲单独画出来，如图独画出来，如图6-326-32所示。按所示。按冲量相等而形状不同的在脉冲冲量相等而形状不同的在脉冲加在具有惯性环节上时其效果加在具有惯性环节上时其效果基本相同的原理计算第个基本相同的原理计算第个PWMPWM脉冲的开通角和关断角，示意脉冲的开通角和关断角，示意图如图图如图6-336-33所示。所示。图6-32 第k个PWM脉冲6-33 按冲量相等原理计算双极性第k个PWM脉冲开通和关断角n n由图由图6-326-32可得：可得：n n结合图结合图6-326-32和图和图6-336-33计算出计算出PWMPWM脉冲前半个的平均脉冲前半个的平均电压：电压：n n同样可以计算出同样可以计算出PWMPWM脉冲后半个周期的平均电压：脉冲后半个周期的平均电压：n n现在计算第个脉冲对应的调制波的面积现在计算第个脉冲对应的调制波的面积 n n由于由于 非常小时，有非常小时，有 ，因此可以改写为：，因此可以改写为：n n同理：同理：n n带入带入 ，有，有 n n即即n n同样可得：同样可得：n n由由 和和 可得：可得：n n由由 和和 可得：可得：n n因此：因此：n n第第k k个个PWMPWM脉冲的上升沿开通角为：脉冲的上升沿开通角为： ；n n第第k k个个PWMPWM脉冲的下降沿关断角为：脉冲的下降沿关断角为： ；n n以上等式对于不对称调制（以上等式对于不对称调制（Asymmetric Asymmetric modulationmodulation）成立。）成立。n n对于对称调制（对于对称调制（Symmetric modulationSymmetric modulation）有）有 n nPWMPWM脉冲整个周期的平均电压：脉冲整个周期的平均电压： n n第第k k个个PWMPWM脉冲的伏秒积：脉冲的伏秒积：n n与第与第k k个个PWMPWM脉冲对应的正弦波伏秒积：脉冲对应的正弦波伏秒积：n n冲量相等冲量相等 ，所以，所以 n n因此对于对称调制（因此对于对称调制（Symmetric modulationSymmetric modulation）有：）有：n n第个第个PWMPWM脉冲的上升沿开通角为脉冲的上升沿开通角为 ，第个，第个PWMPWM脉脉冲的下降沿关断角为冲的下降沿关断角为 。 n n我们可以直接利用图我们可以直接利用图6-346-34写出对称和不对称规则写出对称和不对称规则采样法的以及计算公式。采样法的以及计算公式。n n对于对称规则采样法，以三角波负半周角平分线对于对称规则采样法，以三角波负半周角平分线与正弦波交点作为采样点，过此点作平行线，该与正弦波交点作为采样点，过此点作平行线，该平行线与三角波在平行线与三角波在 内有两个交点，此两个交点内有两个交点，此两个交点即脉冲的开通时刻和关断时刻。即脉冲的开通时刻和关断时刻。n n对于不对称规则采样法，把对于不对称规则采样法，把 四等份，等份线与四等份，等份线与正弦波在内有三个交点，除去等份线与正弦波交正弦波在内有三个交点，除去等份线与正弦波交点，剩余两个交点，此两个交点作为采样点，过点，剩余两个交点，此两个交点作为采样点，过这两点作平行线与三角波在内有四个交点，取采这两点作平行线与三角波在内有四个交点，取采样点最近的两个交点作为脉冲的开通时刻和关断样点最近的两个交点作为脉冲的开通时刻和关断时刻。时刻。图6-34 对称和不对称规则采样法n n n n对于三相桥式逆变电路，应该形成三相SPWM波形。三相正弦调制波互差120o相位，设在同一三角波周期内三相的脉冲宽度分别为 、 、 ，由于在同一时刻三相正弦调制波电压之和为零：n n左边负脉冲宽度：n n右边负脉冲宽度：n n利用上述公式可以简化生成三相SPWM波形时的计算。 n n在调制波（正弦波）一个周期内，假定PWM波为奇函数，那么第k个PWM脉冲所包含的谐波可以计算出来：n n显然这个等式再无法有效简化，显然这个等式再无法有效简化，PWMPWM波形的傅立叶系数是波形的傅立叶系数是一个周期内一个周期内p p个脉冲的和：个脉冲的和：n n图图6-35 6-35 是规则采样法的频谱图，观察图是规则采样法的频谱图，观察图6-356-35频谱图可以频谱图可以得到：得到：n n基波幅度大小与调制度基波幅度大小与调制度 (depth of modulation) (depth of modulation) oror（modulation indexmodulation index）成正比：。）成正比：。n n谐波频率的主要分量以簇（谐波频率的主要分量以簇（clustersclusters）的形式出现：）的形式出现：n n ； ，式中，式中 是调制波（正弦）的频率，是调制波（正弦）的频率，为载波频率的数倍，在主要谐波频率附近存在边带为载波频率的数倍，在主要谐波频率附近存在边带（side-bandsside-bands）。）。n n谐波幅度随着调制度变化而变化，其相互关系不清楚。谐波幅度随着调制度变化而变化，其相互关系不清楚。n n当调制比（载波比）较小时（当调制比（载波比）较小时（p10p10），在主要谐波频率附），在主要谐波频率附近存在边带重叠。近存在边带重叠。6-35 SPWM 频谱图n n对于三相逆变器，如果选择为对于三相逆变器，如果选择为奇数并且为三的倍奇数并且为三的倍奇数并且为三的倍奇数并且为三的倍数数数数（例如（例如3 3，9 9，1515，2121，2727），线电压的形状），线电压的形状与正弦波更为接近；在相电压的谐波中不存在偶与正弦波更为接近；在相电压的谐波中不存在偶次谐波，如图次谐波，如图6-366-36所示。所示。图6-36 三相逆变器相电压（A）和线电压（B）谐波比较n n线电压谐波中没有2p-1次以下谐波以及载波频率整数倍次谐波（图6-35B）,线电压的频谱比较干净，这就意味着线电压的THD较小，线电压波形更接近正弦。n n尽可能的取较大的p。这是因为较大的p时，谐波频率较高：，为调制波频率。尽管电压波形的THD随着p的增加没有大的改善，但由于负载的滤波效应，电流波形的THD改善明显。n n3 3）SPWMSPWM波形等面积动态递推算法波形等面积动态递推算法n n把一个正弦半波分为N等份，然后每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合，这样，由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所构成的波形就与正弦半波等效，正弦波的负半周也可用同样方法来等效。显然这一系列脉冲波形的宽度或开关时刻可以严格地用数学方法计算得到。n n将正弦信号的正半周分为将正弦信号的正半周分为N N等份（等份（N N为三的倍数），则每份为为三的倍数），则每份为 弧度，弧度，脉冲高度为脉冲高度为V Vdcdc/2/2，调制波（正弦波），调制波（正弦波）电压幅值为电压幅值为V V1m1m ，设第，设第K K个脉冲宽个脉冲宽度为度为 ，则第，则第K K份正弦波面积与对份正弦波面积与对应的第应的第K K个个SPWMSPWM脉冲面积相等，在双脉冲面积相等，在双极式等面积算法中，逆变器主电路极式等面积算法中，逆变器主电路中每个桥臂的两个开关器件交替通中每个桥臂的两个开关器件交替通断，处于互补工作方式，如图断，处于互补工作方式，如图6-376-37所示，将正弦信号半周期分为所示，将正弦信号半周期分为N N等份，等份，其第其第K K等份面积与所对应的等份面积与所对应的SPWMSPWM脉冲脉冲面积相等：面积相等：n n又：又：图6-37双极式SPWM等面积算法n n解得n n n n则第K个脉冲开关角为:n n在分段同步调制中，每个频段载波比在分段同步调制中，每个频段载波比N N（每半周的（每半周的等份数）为恒定值，不同频段等份数）为恒定值，不同频段N N不同。当不同。当N N确定后，确定后，只要先将只要先将 的余弦值算好，在单片的余弦值算好，在单片机中建立一个余弦表格（对应一个频段），每个机中建立一个余弦表格（对应一个频段），每个数值都有一个对应的数据指针指向余弦表格，那数值都有一个对应的数据指针指向余弦表格，那么：么：n n式中：式中：n n 表示数据指针指向余弦表格的第表示数据指针指向余弦表格的第K K个数值；个数值；n n 表示数据指针指向余弦表格的第表示数据指针指向余弦表格的第K+1K+1个数值；个数值；n n显然通过单片机将余弦运算转换为减法运算，并显然通过单片机将余弦运算转换为减法运算，并且只存储且只存储N N个余弦值（对应一个频段）。个余弦值（对应一个频段）。n n在三相桥式在三相桥式SPWMSPWM逆变电路中，负载星型连接，逆变电路中，负载星型连接，N N点点和和G G点同电位（图点同电位（图6-196-19），各相输出电压波形完全），各相输出电压波形完全相同，只是在相位上互差相同，只是在相位上互差120o120o，设，设R R相和相和Y Y相的基相的基波电压分别为：波电压分别为：n n则：则：n n显然当时，输出线电压（基波）最大幅值为显然当时，输出线电压（基波）最大幅值为 ，即直流电压的利用率仅为即直流电压的利用率仅为0.8660.866。为了获得较高的。为了获得较高的电压幅值，必须使用其它调制办法。电压幅值，必须使用其它调制办法。 n n为了提高电源利用率，在为了提高电源利用率，在M MI I接近接近1 1时采用过调制方法。过调制一时采用过调制方法。过调制一般有两种办法，其一是在调制波般有两种办法，其一是在调制波半个周期内，只半个周期内，只 在在 和和 内进行调制，中间范围内为一个内进行调制，中间范围内为一个方波，如图方波，如图6-396-39所示，也可以用所示，也可以用梯形波作为载波，只在梯形波作为载波，只在 和和 内进行调制。其二是在正弦调制内进行调制。其二是在正弦调制波中叠加三次谐波。波中叠加三次谐波。n n叠加后的调制波为马鞍形。叠加后的调制波为马鞍形。n n这两种方法提高了直流电源利用这两种方法提高了直流电源利用率，但也使谐波提高。率，但也使谐波提高。图6-39 过调制方法之一其他调制方法还有谐波消取法、最佳SPWM法（使某一指标最小的PWM算法）、电流滞环法等。总之各种调制方法都是为了消除低次谐波，提高电压利用率，同时要尽量减小计算工作量。n n uuUNOw tOOOOUd2-Ud2uVNuWNuUVuUNw tw tw tw tOw turUurVurWucUd23Ud23 3 、交流滤波器设计、交流滤波器设计 n n在大多数逆变器中，为了使在大多数逆变器中，为了使逆变器输出电压正弦化，必逆变器输出电压正弦化，必须设置滤波器。滤波器的任须设置滤波器。滤波器的任务就是使单次谐波和总谐波务就是使单次谐波和总谐波含量降低到指标允许的范围含量降低到指标允许的范围内。滤波器种类很多，内。滤波器种类很多， 常常用的有用的有LCLC滤波（常滤波（常K K型两元型两元件滤波器）和件滤波器）和m m型三元件型三元件型滤波器。型滤波器。n n1) 1) 常常K K型两元件型两元件型滤波器型滤波器n n型四端网络如图型四端网络如图6-406-40所示，所示，设串联臂阻抗为设串联臂阻抗为Z1Z1，并联臂，并联臂阻抗为阻抗为Z2Z2，可写出：，可写出：图6-40 型四端网络n n输入阻抗为：输入阻抗为：n n输出阻抗为：输出阻抗为：n n对于任意的四端网络，如果其输入阻抗等于信号源阻抗，对于任意的四端网络，如果其输入阻抗等于信号源阻抗，输出阻抗等于负载阻抗，则四端网络的输入和输出均处于输出阻抗等于负载阻抗，则四端网络的输入和输出均处于匹配状态，即四端网络工作在最佳状态。匹配状态，即四端网络工作在最佳状态。n n四端网络的输入特性阻抗和输出特性阻抗四端网络的输入特性阻抗和输出特性阻抗 n n根据四端网络的基本理论，如果网络是对称的，其特性阻根据四端网络的基本理论，如果网络是对称的，其特性阻抗抗 ，在此情况下，定义传输常数为四端网络输入，在此情况下，定义传输常数为四端网络输入端电压和输出端电压之比的自然对数，即端电压和输出端电压之比的自然对数，即 ，也可以，也可以为为 ，也可写成，也可写成n n由于四端网络中各元件均为复阻抗，电压和电流亦为复数，由于四端网络中各元件均为复阻抗，电压和电流亦为复数，所以可以写成所以可以写成n n式中：式中：b b为四端网络固有衰耗，为四端网络固有衰耗，a a为四端网络固有移相常数，为四端网络固有移相常数，显然，显然，b=0b=0，则滤波器只起移相作用；，则滤波器只起移相作用；b b不等于零，滤波器不等于零，滤波器表现为滤波。表现为滤波。n n由于由于 ，所以：，所以：n n由上式可见，传输常数由网络的结构和各元件阻抗决定，由上式可见，传输常数由网络的结构和各元件阻抗决定，所以称为四端网络的固有传输常数。所以称为四端网络的固有传输常数。n n设设x x，y y为实数，复数为实数，复数 ，令，令 ，则称，则称 为指数函数。为指数函数。n n复变量的余弦函数和正弦函数分别定义为复变量的余弦函数和正弦函数分别定义为n n n n复变量的双曲正弦、双曲余弦分别定义为复变量的双曲正弦、双曲余弦分别定义为n ng g写成指数形式：写成指数形式：n n用双曲线函数表示用双曲线函数表示 n n由于滤波器它能够无损耗或以很小的损耗通过某由于滤波器它能够无损耗或以很小的损耗通过某以频带的电功率，而对这一频带以外的电功率则以频带的电功率，而对这一频带以外的电功率则表现为很大的损耗，滤波器具有一个通频带的条表现为很大的损耗，滤波器具有一个通频带的条件称为传通条件。由于件称为传通条件。由于 ，所以如果滤，所以如果滤波器具有一个无损耗或以很小的损耗的通频带，波器具有一个无损耗或以很小的损耗的通频带，其值其值b b必为零：必为零：n n因为因为 ，因此传通条件可表示为：，因此传通条件可表示为：n n这是一个重要的关系式，阻抗这是一个重要的关系式，阻抗Z1Z1、Z2Z2必须满足此必须满足此关系式，关系式，型四端网络才具有滤波器的功能。型四端网络才具有滤波器的功能。n n由由型滤波器传通条件，型滤波器传通条件，Z Z1 1 、Z Z2 2必须反号，即一必须反号，即一个为感抗，另一个必须为容抗，对于低通滤波器：个为感抗，另一个必须为容抗，对于低通滤波器：n n n n显然，两者乘积为常数，一旦显然，两者乘积为常数，一旦Z Z1 1和和Z Z2 2确定，常数确定，常数K K也就确定下来。故称这种滤波器为常也就确定下来。故称这种滤波器为常K K型型 型滤型滤波器。波器。n n型低通滤波器传通条件可改写为型低通滤波器传通条件可改写为 n n则当频率在则当频率在 区间时，区间时，型低通滤波器的衰减型低通滤波器的衰减为零，当频率大于为零，当频率大于f fc c时，滤波器开始有损耗。时，滤波器开始有损耗。n n滤波器在阻带（通带以外）的电功率则表现为很滤波器在阻带（通带以外）的电功率则表现为很大的损耗：大的损耗：n n当当 ，则，则 ，因此：，因此：n n可以用此式来计算通带的移相角。可以用此式来计算通带的移相角。n n当当 ，则，则 ， ，因此：，因此：n n由于由于b b为四端网络固有衰耗，因此用此式计算阻带为四端网络固有衰耗，因此用此式计算阻带的衰耗。的衰耗。 n n为了确定滤波元件为了确定滤波元件L L和和C C ，首先确定，首先确定f fc c。理论计算的最低次。理论计算的最低次谐波是在理想条件下取得的，由于功率半导体器件动态压谐波是在理想条件下取得的，由于功率半导体器件动态压降和饱和压降的不一致以及其它各种非线性因数的影响，降和饱和压降的不一致以及其它各种非线性因数的影响，使得实际产品中可能具有甚高的二次、三次谐波电压，所使得实际产品中可能具有甚高的二次、三次谐波电压，所以一般选为基波频率的以一般选为基波频率的2 2倍。倍。n n其次选定滤波器的标称阻抗其次选定滤波器的标称阻抗R R。从前面叙述中，我们知道，。从前面叙述中，我们知道，四端网络在最佳工作状态时的输入阻抗和输出阻抗为：四端网络在最佳工作状态时的输入阻抗和输出阻抗为：n n显然显然Zc1Zc1、Zc2Zc2为为 的函数，当负载所需的功率和电压为已的函数，当负载所需的功率和电压为已知时，知时，R RL L就是一个已知量就是一个已知量n n2）m型三元件型滤波器n n图6-42示出了两种滤波器的输入特性阻抗关系。图6-42 滤波器的输入特性阻抗n n为了确定为了确定m m型滤波器的组成和特性，从滤波器特性阻抗入型滤波器的组成和特性，从滤波器特性阻抗入手，设手，设K K型型型滤波器的特性阻抗为型滤波器的特性阻抗为Z Zc1c1，m m型滤波器的特性型滤波器的特性阻抗为阻抗为Z Zcm1cm1，且，且 ，则有：，则有：n n设设 ，n n解得解得 n n可见，若可见，若 ，则，则Z Z2m2m将变成两个元件串联。将变成两个元件串联。图 6-43 m型滤波器电路图n nm型三元件型滤波器的阻带损耗为：n n当 时， ，即阻带无穷大。则阻带损耗的峰值频率 可有下式求出： n n n n在工程设计中，一般取 由于m型滤波器中的并臂是由一个电容与一个电感组成，在其谐振频率即阻带损耗的峰值频率 ，此时并臂阻抗为零，因而其在fc, 衰减为无穷大，使得损耗曲线陡度显著增加，故滤波器输出的低次谐波大大减少，这是m型滤波器优于常K型滤波器的主要方面。n n练习题练习题练习题练习题n n1 1 半桥逆变器的负载为，电源电压为半桥逆变器的负载为，电源电压为320V,320V,求流过求流过电感的平均直流电流，画出负载的电压和电流波电感的平均直流电流，画出负载的电压和电流波形。形。n n2 2 介绍单极性（介绍单极性（UnipolarUnipolar）PWMPWM调制与双极性调制与双极性( (Bipolar)PWMBipolar)PWM调制的区别。调制的区别。n n3 3介绍调制比、同步调制和异步调制的概念。介绍调制比、同步调制和异步调制的概念。n n4 4 调制度（调制度（Modulation IndexModulation Index）定义）定义n n5 5 全桥逆变器输入直流电压全桥逆变器输入直流电压200V200V，输出频率，输出频率 ，负载，负载 ，n n1 1）画出负载电压和电流波形；）画出负载电压和电流波形；n n2 2）画出输入直流电源电压、电流波形；）画出输入直流电源电压、电流波形；n n6 6题题6 6图中两种电路能否工作？为什么？图中两种电路能否工作？为什么？n n7 7 比较图两种电路的特点比较图两种电路的特点题6题7n n8 8 对于题对于题8 8图所示电路，测得波形如右图，分析波图所示电路，测得波形如右图，分析波形出现尖峰的原因，说明减小其电压尖峰的原因。形出现尖峰的原因，说明减小其电压尖峰的原因。n n9 9 图图6-106-10（a a）中，负载为纯电阻负载，请问二极）中，负载为纯电阻负载，请问二极管是否参与工作？画出的电压波形，并标出导通管是否参与工作？画出的电压波形，并标出导通和关断区间。和关断区间。题8n n10 10 对于图对于图6-186-18的三相桥式逆变电路，画出的三相桥式逆变电路，画出120120度度工作模式、纯电阻平衡负载时相电压波形。工作模式、纯电阻平衡负载时相电压波形。n n11 11 分析图分析图6-186-18的三相桥式逆变电路，的三相桥式逆变电路，180180度工作度工作模式、纯电阻平衡时输出相电压的谐波。模式、纯电阻平衡时输出相电压的谐波。n n12 12 为什么说方波逆变器纯感性负载时，如果为什么说方波逆变器纯感性负载时，如果Q1Q1和和Q4Q4（Q2Q2和和Q3Q3）导通时间超过）导通时间超过T TS S/4/4，输出电压不再，输出电压不再受受Q1Q1或或Q2Q2导通时间变化的影响？导通时间变化的影响？n n13 13 说明谐波因子说明谐波因子 与逆变器输出品质关系。与逆变器输出品质关系。n n14 14 为什么考虑逆变器最低次谐波（与基波频率最为什么考虑逆变器最低次谐波（与基波频率最接近的谐波）？接近的谐波）？n n1515题图题图15 15 说明说明LCLC滤波和题图滤波的主要差异。滤波和题图滤波的主要差异。 15题图返回