1第六章 数字基带传输系统6.1 6.1 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性6.2 6.2 基带传输的常用码型基带传输的常用码型6.3 6.3 数字基带信号传输与码间串扰数字基带信号传输与码间串扰6.4 6.4 无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的基带传输特性6.5 6.5 基带传输系统的抗噪声性能基带传输系统的抗噪声性能6.6 6.6 眼图眼图6.7 6.7 部分响应和时域均衡部分响应和时域均衡2第六章 数字基带传输系统 不经调制的数字信号称为基带信号，基带信号不经调制的数字信号称为基带信号，基带信号的频带是从直流到某个截止频率的基本频带，类的频带是从直流到某个截止频率的基本频带，类似于经过相应带宽低通滤波后的频带，其波形称似于经过相应带宽低通滤波后的频带，其波形称为基带波形。为基带波形。 直接利用基带信号通过传输信道进行传输的方直接利用基带信号通过传输信道进行传输的方式称为基带传输。式称为基带传输。 直接传送基带信号的系统称为基带传输系统。直接传送基带信号的系统称为基带传输系统。 第六章 数字基带传输系统 频带信号：已调信号称为频带信号。频带信号：已调信号称为频带信号。 包括了调制器和解调器的传输系统称为频带传包括了调制器和解调器的传输系统称为频带传输系统。输系统。 基带传输主要用于一些较短距离的有线信道传基带传输主要用于一些较短距离的有线信道传输中；而多数信息传输系统采用频带传输。输中；而多数信息传输系统采用频带传输。3第六章 数字基带传输系统 研究基带传输系统的意义：研究基带传输系统的意义： 在利用对称电缆构成的近程数据通信系统中广泛采用。在利用对称电缆构成的近程数据通信系统中广泛采用。 由于数字通信技术的发展，基带传输也有迅速发展的趋由于数字通信技术的发展，基带传输也有迅速发展的趋势。不仅在低速数据传输中，而且在高速数据传输中。势。不仅在低速数据传输中，而且在高速数据传输中。 在传输系统中对信号的许多处理都在基带中进行（调制在传输系统中对信号的许多处理都在基带中进行（调制后的频带信号不便处理）后的频带信号不便处理） 理论证明，频带传输系统可等效于基带传输系统，已调理论证明，频带传输系统可等效于基带传输系统，已调信号可采用等效的基带信号来分析和处理。信号可采用等效的基带信号来分析和处理。46.1 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 为了分析消息在数字基带传输系统中的为了分析消息在数字基带传输系统中的传输过程，先分析数字基带信号及其频谱传输过程，先分析数字基带信号及其频谱特性是必要的。特性是必要的。 数字基带信号可以有很多种类型，容易数字基带信号可以有很多种类型，容易用不同的方式表示（基带信号码波形），用不同的方式表示（基带信号码波形），也可以用不同的（码元）波形表示基带信也可以用不同的（码元）波形表示基带信号。号。56.1.1 数字基带信号数字基带信号 1、单极性波形、单极性波形 单极性码波形是由单极性码波形是由0电平表示二进制符号电平表示二进制符号“0”，用正电，用正电位表示二进制符号位表示二进制符号“1”。 特点：电平极性单一（无负极性），有直流分量，码元特点：电平极性单一（无负极性），有直流分量，码元之间无时间间隔，脉宽等于码元宽。之间无时间间隔，脉宽等于码元宽。 该波形经常在近距离传输时（如印制板内或印制板间）该波形经常在近距离传输时（如印制板内或印制板间）使用。使用。60 1 0 1 1 0 0 1+E 0 6.1.1 数字基带信号数字基带信号 2、双极性波形、双极性波形 双极性码波形是由正电平表示二进制符号双极性码波形是由正电平表示二进制符号“1”、负电、负电位表示二进制符号位表示二进制符号“0”。 特点是码元之间无时间间隔，若符号特点是码元之间无时间间隔，若符号“0”、“1”等概等概率出现，则使用此波形的系统将没有直流成分。率出现，则使用此波形的系统将没有直流成分。 该波形常在该波形常在CCITT的的V系列接口标准或系列接口标准或RS-232C接口标接口标准中使用。准中使用。70 1 0 1 1 0 0 1+E -E 6.1.1 数字基带信号数字基带信号 3、单极性归零码、单极性归零码(RZ)波形波形 单极性归零码波形是用正向脉冲表示二进制符号单极性归零码波形是用正向脉冲表示二进制符号“1”，用，用0电平表示二进制符号电平表示二进制符号“0”。 正向脉冲即是在码元间隔时间内电平上升为高电位后紧正向脉冲即是在码元间隔时间内电平上升为高电位后紧接着又返归为零，正向脉冲宽度小于码元的宽度。接着又返归为零，正向脉冲宽度小于码元的宽度。 该波形常在近距离内实行波形变换时使用。该波形常在近距离内实行波形变换时使用。80 1 0 1 1 0 0 1+E 0 6.1.1 数字基带信号数字基带信号 4、双极性归零码、双极性归零码(BRZ)波形波形 双极性归零码波形是由正向脉冲表示二进制符号双极性归零码波形是由正向脉冲表示二进制符号“1”，负向脉冲表示二进制符号，负向脉冲表示二进制符号“0”。 正向脉冲和负向脉冲都在码元间隔时间内返归到零。正向脉冲和负向脉冲都在码元间隔时间内返归到零。9 0 1 0 1 1 0 0 1+E -E 6.1.1 数字基带信号数字基带信号 5、差分码波形（相对码波形）、差分码波形（相对码波形） 用脉冲波形的变化沿（或极性变化）来表示码元的取值，用脉冲波形的变化沿（或极性变化）来表示码元的取值，反映了信息码的相对变化。反映了信息码的相对变化。 0相对码：每出现二进制符号相对码：每出现二进制符号“0”，电平变化一次，出，电平变化一次，出现二进制符号现二进制符号“1”，电平不变化。，电平不变化。 1相对码：每出现二进制符号相对码：每出现二进制符号“1”，电平变化一次，出，电平变化一次，出现二进制符号现二进制符号“0”，电平不变化。，电平不变化。 差分码波形代表的信息符号仅与相邻码元的电位变化有差分码波形代表的信息符号仅与相邻码元的电位变化有关，而与电平的极性无关，所以称这种码形为相对码波形。关，而与电平的极性无关，所以称这种码形为相对码波形。106.1.1 数字基带信号数字基带信号110 1 0 1 1 0 0 1+E -E 0 1 0 1 1 0 0 1+E -E 0相对码相对码1相对码相对码6.1.1 数字基带信号数字基带信号 6、多元码波形（多电平码波形）、多元码波形（多电平码波形） 在一个码元间隔时间内信号电平可以是多个不在一个码元间隔时间内信号电平可以是多个不同的电平，用于表示信息的多种不同符号或符号同的电平，用于表示信息的多种不同符号或符号组合，可以达到更高速率的数据传输。组合，可以达到更高速率的数据传输。 例如：四进制码，每种取值代表两位二位码例如：四进制码，每种取值代表两位二位码(-3E代表代表00，-E代表代表01，E代表代表10，3E代表代表11。126.1.1 数字基带信号数字基带信号1300 10 01 11 10 11 00 01 10+E -E +3E -3E 6.1.1 数字基带信号数字基带信号 消消息息代代码码的的电电波波形形并并非非一一定定是是矩矩形形的的，还还可可以以是是其其他他形形式式。但但无无论论采采用用什什么么形形式式的的波波形形，数数字字基基带带信信号号都都可可用用数数学学式式表表示示出出来来。若若数数字字基基带带信信号中各码元波形相同而取值不同，则可用号中各码元波形相同而取值不同，则可用 表表示示。式式中中，an是是第第n个个信信息息符符号号所所对对应应的的电电平平值值(0、1或或-1、1等等)；Ts为为码码元元间间隔隔；g(t)为为某某种种脉脉冲冲波形。波形。146.1.1 数字基带信号数字基带信号 基带信号的单个码元波形基带信号的单个码元波形151、矩形脉冲、矩形脉冲 A |t|/2 g(t)= 0 |t| /2g(t)t矩形脉冲A-/2/202、三角形脉冲、三角形脉冲 A(1-2|t|/ ) |t|/2 g(t)= 0 |t| /2g(t)t三角形脉冲A-/2/206.1.1 数字基带信号数字基带信号163、半余弦脉冲、半余弦脉冲 Acos( t/ ) |t|/2 g(t)= 0 |t| /24、升余弦脉冲、升余弦脉冲 A/2(1+cos(2 t/ ) |t|/2 g(t)= 0 |t| /2g(t)t半余弦脉冲A-/2/20g(t)t升余弦脉冲A-/2/206.1.1 数字基带信号数字基带信号 1、矩形脉冲的频谱、矩形脉冲的频谱 sin(/2) M( )=A = A Sa(/2) /2 归一化频谱：归一化频谱： M( )/M(0)= Sa(/2) 带宽带宽 B=2 / 码元码元 能量能量=A2 可以看出：带宽可以看出：带宽B 随脉宽随脉宽 的的 增加而减少。增加而减少。17- 2/ 0 2/ 4/ 6/ M()/M(0)16.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 研研究究基基带带信信号号的的频频谱谱，可可以以了了解解信信号号带带宽宽，有有无无直直流流分分量量，有有无无定定时时分分量量。这这样样才才能能选选择择匹匹配配的信道，确定是否可提取定时信号。的信道，确定是否可提取定时信号。 数数字字基基带带信信号号是是随随机机的的脉脉冲冲序序列列，只只能能用用功功率率谱谱来来描描述述它它的的频频谱谱特特性性。由由相相关关函函数数去去求求功功率率谱谱密密度度的的方方法法计计算算比比较较复复杂杂。一一种种比比较较简简单单的的方方法法是是以以功功率率谱谱的的原原始始定定义义求求出出数数字字随随机机序序列列的的功功率率谱公式。谱公式。186.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 先取有限项（先取有限项（2N+1）项的傅立叶变换，然后用）项的傅立叶变换，然后用N取极限的方法求得功率谱密度函数取极限的方法求得功率谱密度函数S(f)S(f)。 设用设用g1(t)表示代表二进制符号表示代表二进制符号“0”的波形，用的波形，用g2(t)表示代表二进制符号表示代表二进制符号“1”的波形，的波形， Ts表示码表示码元的时间宽度。元的时间宽度。 g1(t)和和g2(t)可以是任意的脉冲，可以是任意的脉冲，为了便于在画图，这里我们把为了便于在画图，这里我们把g1(t) 、 g2(t)画成三画成三角波。角波。196.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 假设随机二进制序列如下图：假设随机二进制序列如下图：206.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 假假设设序序列列中中任任一一码码元元时时间间Ts内内g1(t)和和g2(t)出出现现的的概概率率分分别别为为P和和1-P，且且认认为为它它们们的的出出现现是是统统计计独独立的，则立的，则s(t)可用式表征，即可用式表征，即6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把化，我们可以把s(t)分解成稳态波分解成稳态波v(t)和交变波和交变波u(t)。所谓稳态波，即是随机序列。所谓稳态波，即是随机序列s(t)的统计平均分量，的统计平均分量，它取决于每个码元内出现它取决于每个码元内出现g1(t)、 g2(t)的概率加权的概率加权平均，且每个码元统计平均波形相同，因此可表平均，且每个码元统计平均波形相同，因此可表示成示成 显然显然v(t)是一个以是一个以Ts为周期的确定性的周期函数。为周期的确定性的周期函数。226.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 交变波交变波u(t)是是s(t)与与v(t)之差，其中第之差，其中第n个码元为个码元为 un(t)=sn(t)-vn(t) 可表示为可表示为 于是于是 g1(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs) =(1-P)g1(t-nTs)-g2(t-nTs), 以概率以概率P g2(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs) = -Pg1(t-nTs)-g2(t-nTs), 以概率以概率(1-P)23un(t)=6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 或者写成或者写成 un(t)=ang1(t-nTs)-g2(t-nTs) 其中其中 an=1-P, 以概率以概率P = -P , 以概率以概率(1-P)，u(t)是随机序列是随机序列246.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 1. v(t) 的功率谱密度的功率谱密度 由于由于v(t)是以是以Ts为周期的周期信号为周期的周期信号 可以展成傅氏级数可以展成傅氏级数 其中其中6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 由于在由于在(-Ts/2,Ts/2)范围内，范围内， 所以所以 上式的积分可以改为从上式的积分可以改为从- 到到 ，因此，因此6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 其中其中 得到得到v(t) 的功率谱密度的功率谱密度6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 2. u(t) 的功率谱密度的功率谱密度 由于由于u(t) 是一个功率型的随机脉冲序列，它的是一个功率型的随机脉冲序列，它的功率谱密度可采用截短函数和统计平均的方法。功率谱密度可采用截短函数和统计平均的方法。 式中：设式中：设UT(f)为为u(t)的截短函数的截短函数uT(t)所对应的频所对应的频谱函数，谱函数，E表示统计平均；表示统计平均；T为截取时间，设它等为截取时间，设它等于于(2N+1)个码元长度，即个码元长度，即T=(2N+1)6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 现在先求出现在先求出uT(t)的频谱函数的频谱函数uT(f)。 则则6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 其中其中 于是于是6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 当当m=n时，由于时，由于 aman=(1-P)2, 概率为概率为P = P 2, 概率为概率为(1-P) 所以所以Eaman=P(1-P)2+(1-P)P2=P(1-P) 当当m n时，由于时，由于 (1-P)2, 概率为概率为P2 an an = P2 , 概率为概率为 (1-P)2 -P(1-P) , 概率为概率为2P(1-P) 所以所以Eaman=P2(1-P)2+(1-P)2P2+2P(1-P)(P-1)P=06.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 故有故有 u(t) 的功率谱密度的功率谱密度6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 3. s(t)的功率谱密度的功率谱密度 336.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 讨讨 论：论： 346.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 各项的物理意义各项的物理意义 第第一一项项是是交交变变项项产产生生的的连连续续谱谱，这这一一项项总总是是存存在在，连连续续谱谱包包含含无无穷穷多多频频率率成成份份，主主要要关关心心其其能能量量集集中中在在哪哪一一频频率率范范围围内内，以以便便能能定定带带宽宽。第第二二项项是是由由稳稳态态项项产产生生的的直直流流成成分分的的功功率率谱谱密密度度，不不一一定定都都存存在在直直流流成成分分，比比如如p=0.5的的双双极极性性码码就就没没有有直直流流成成分分。第第三三项项是是由由产产生生的的离离散散频频谱谱，用用于于同步，但对于同步，但对于p=0.5双极性码，这一项不存在。双极性码，这一项不存在。356.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 (1)对于单极性波形：若设对于单极性波形：若设 则随机脉冲序列的双边功率谱密度为：则随机脉冲序列的双边功率谱密度为： 当当p=1/2，且，且g(t)为矩形脉冲，即：为矩形脉冲，即：366.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 在这种情况下，双边功率谱密度为：在这种情况下，双边功率谱密度为：376.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 (2)对于双极性波形，设对于双极性波形，设g1(t)=-g2(t)=g(t),则双边功则双边功率谱密度为：率谱密度为：38当当p=1/2时，上式可变为：时，上式可变为：6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 若若g(t)为矩形脉冲，则上式可改写为：为矩形脉冲，则上式可改写为：396.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 1）随机脉冲序列功率谱包括连续谱和离散谱；）随机脉冲序列功率谱包括连续谱和离散谱； 2）单极性信号中有无离散谱取决于矩形脉冲的）单极性信号中有无离散谱取决于矩形脉冲的占空比，归零信号中有定时分量。不归零信号中占空比，归零信号中有定时分量。不归零信号中无定时分量。无定时分量。0、1等概的双极性信号没有离散谱，等概的双极性信号没有离散谱，也就是说无直流分量和定时分量。也就是说无直流分量和定时分量。 3）随机序列的带宽主要依赖单个码元波形的频）随机序列的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数谱函数G1(f)或或G2(f)，通常以谱的第一个零点作为，通常以谱的第一个零点作为矩形脉冲的近似带宽，它等于脉宽矩形脉冲的近似带宽，它等于脉宽的倒数。的倒数。6.2 基带传输的常用码型基带传输的常用码型 基带信号是代码的一种电表示形式。在实际的基带信号是代码的一种电表示形式。在实际的基带传输系统中，并不是所有的基带电波形都能基带传输系统中，并不是所有的基带电波形都能在信道中传输。在信道中传输。 对传输用的基带信号的主要要求有两点：对传输用的基带信号的主要要求有两点： 1. 对代码的要求，原始消息代码编制成适合于对代码的要求，原始消息代码编制成适合于传输用的码型；传输用的码型； 2. 对所选码型的电波形要求，电波形适合于基对所选码型的电波形要求，电波形适合于基带系统的传输。带系统的传输。 前一问题称为传输码型的选择；后一问题称为前一问题称为传输码型的选择；后一问题称为基带脉冲的选择。基带脉冲的选择。416.2.1 传输码的码型选择原则传输码的码型选择原则 传输码（又称线路码）的结构将取决于实际信传输码（又称线路码）的结构将取决于实际信道特性和系统工作的条件。传输码的结构应具有道特性和系统工作的条件。传输码的结构应具有下列主要特性：下列主要特性： 1）无直流分量，且低频分量少；）无直流分量，且低频分量少； 2）便于提取定时信息）便于提取定时信息 3）功率谱主瓣宽度窄，以节省传输带宽；）功率谱主瓣宽度窄，以节省传输带宽； 4）不受信息源统计特性的影响，）不受信息源统计特性的影响， 即能适应于即能适应于信息源的变化；信息源的变化； 5）具有内在的检错能力；）具有内在的检错能力； 6）编译码简单，以降低通信延时和成本。）编译码简单，以降低通信延时和成本。426.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 1. 传号交替反转码（传号交替反转码（AMI码）码） AMI(Alternate Mark Inversion)码在将信息码码在将信息码编成传输码时遵循以下规则：编成传输码时遵循以下规则： 原信息码的原信息码的“0”仍编为传输码的仍编为传输码的0； 原信息码的原信息码的“1”在编为传输码时，交替地变在编为传输码时，交替地变换为换为+1，-1 ，+1，-1，。436.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 信息码序列：信息码序列：0 100 1000 1 10 1 AMI码：码： 0+100-1000+1-10+1 信息码：信息码：0 100 10000 10000 1 10000 1 AMI码：码：0+100 -10000+100001+10000-1 由由AMI码的编码规则看出，它已从一个二进制码的编码规则看出，它已从一个二进制符号序列变成了一个三进制符号序列。一个二进符号序列变成了一个三进制符号序列。一个二进制符号变换成一个三进制符号所构成的码称为制符号变换成一个三进制符号所构成的码称为1B/1T码型。码型。446.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 AMI优点：不含直流成分，高、低频分量少，优点：不含直流成分，高、低频分量少，能量集中在频率为能量集中在频率为1/2码速处。位定时频率分量虽码速处。位定时频率分量虽然为然为0，但只要将基带信号经全波整流便可提取位，但只要将基带信号经全波整流便可提取位定时信号。此外，编译码电路简单，便于利用传定时信号。此外，编译码电路简单，便于利用传号极性交替规律观察误码情况。号极性交替规律观察误码情况。 缺点：当原信码出现连缺点：当原信码出现连“0”串时，信号的电平串时，信号的电平长时间不跳变，造成提取定时信号的困难。解决长时间不跳变，造成提取定时信号的困难。解决连连“0”码问题的有效方法之一是采用码问题的有效方法之一是采用HDB3码。码。6.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 2. HDB3码码 HDB3 (High Density Bipolar 3)码的全称是三阶码的全称是三阶高密度双极性码，它是高密度双极性码，它是AMI码的一种改进型，改码的一种改进型，改进的目的是为了保持进的目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点，码的优点而克服其缺点，使连使连“0”个数不超过个数不超过3个。其编码规则是：个。其编码规则是：466.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 1)检查消息码中检查消息码中“0”的个数。当连的个数。当连“0”数目数目小于等于小于等于3时，时， HDB3码与码与AMI码一样，码一样，+1与与-1交交替；替； 2)当连当连“0”数目超过数目超过3时，将每时，将每4个连个连“0”化化作一小节，定义为作一小节，定义为B00V，称为破坏节，其中，称为破坏节，其中V称称为破坏脉冲，而为破坏脉冲，而B称为调节脉冲；称为调节脉冲； 3)V与前一个相邻的非与前一个相邻的非“0”脉冲极性相同脉冲极性相同(这破这破坏了极性交替的规则，所以坏了极性交替的规则，所以V称为破坏脉冲称为破坏脉冲)，并，并且要求相邻的且要求相邻的V码之间极性必须交替。码之间极性必须交替。V的取值为的取值为+1或或-1.6.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 4)B的取值可选的取值可选0、+1或或-1，以使，以使V同时满足同时满足3)中中的两个要求；的两个要求； 5)V码后面的传号码极性也要交替。码后面的传号码极性也要交替。6.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 HDB3码除了具有码除了具有AMI码的优点外，同时还将连码的优点外，同时还将连“0”码限制在三个以内，使得接收时能保证定时码限制在三个以内，使得接收时能保证定时信息的提取。因此，信息的提取。因此， HDB3码是目前应用最为广码是目前应用最为广泛的码型，泛的码型，A律律PCM四次群以下的接口码型均为四次群以下的接口码型均为HDB3码。码。496.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 信息码：信息码： 0 100 10000 10000 1 10000 1 AMI码：码： 0+100 -1000 0+1000 01+1 000 0-1 HDB3码：码：0+100 -1000 -V+1000+V1+1-B00-V+1 信息码：信息码： 1 0000 1 100000 10000 00000 10 AMI码：码：+10000 1+1000 00-1000 0 000 00+10 HDB3码码 +1000+V-1+1-B00-V0+1000+V-B00-V0+10506.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型516.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 3. 双相码（双相码（Biphase Code） 采用双相码编码时，将原始序列中的符号采用双相码编码时，将原始序列中的符号“0”编成编成01，将符号，将符号“1”编成编成10 。01与与10可以看做是相位相反的两可以看做是相位相反的两组方波。双相码的波形相当于在码元中间有电平跳变，组方波。双相码的波形相当于在码元中间有电平跳变，“0”是上升沿，是上升沿，“1”是下降沿。是下降沿。 双相码的优点是只使用两种电平，编码简单，无直流漂双相码的优点是只使用两种电平，编码简单，无直流漂移，容易提取定时信息。其缺点是原来的每位符号变成了移，容易提取定时信息。其缺点是原来的每位符号变成了两位符号，要求系统提供的带宽应增加两位符号，要求系统提供的带宽应增加1倍。倍。 双相码又称曼彻斯特码（双相码又称曼彻斯特码（Manchester Code）。）。526.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型53原始代码原始代码0 01 11 10 01 11 10 00 01 1 双双 相相 码码0101101010100101101010100101010110100 1 1 0 1 1 0 0 16.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 4. 差分双相码差分双相码 差分曼彻斯特差分曼彻斯特(Differential Manchester)码是用码元的起码是用码元的起始位置有无跳变来分别表示信息码始位置有无跳变来分别表示信息码 的的“0”或或“1” 。其。其编码规则是：编码规则是： “1”用码元起始无电平跳变表示；用码元起始无电平跳变表示； “0”用码元起始有电平跳变表示；用码元起始有电平跳变表示； 在码元中间总有电平跳变。在码元中间总有电平跳变。 在在10M以太网中使用该码型。以太网中使用该码型。546.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型550 1 1 0 1 1 0 0 1曼彻斯特码差分曼彻斯特码6.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 5、密勒码（、密勒码（Miller码）码） Miller码以称延迟调制码，是一种变形双相码。编码时，码以称延迟调制码，是一种变形双相码。编码时，对原始符号对原始符号“1”码元起始不跃变，中心点出现跃变来表码元起始不跃变，中心点出现跃变来表示，即用示，即用10或或01表示。对原始符号表示。对原始符号“0”则分成单个则分成单个“0”还是连续还是连续“0”予以不同处理；单个予以不同处理；单个“0”时，保持时，保持0前的前的电平不变，即在码元边界处电平不跃变，在码元中间点电电平不变，即在码元边界处电平不跃变，在码元中间点电平也不跃变；对于连续平也不跃变；对于连续“0”，则使连续两个，则使连续两个“0”的边界的边界处发生电平跃变。密勒码可由双相码的下降沿去触发双稳处发生电平跃变。密勒码可由双相码的下降沿去触发双稳电路产生。密勒码最初用于气象卫星和磁记录，现在也用电路产生。密勒码最初用于气象卫星和磁记录，现在也用于低速基带数传机中。于低速基带数传机中。566.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型570 1 1 0 1 1 0 0 1曼彻斯特码差分曼彻斯特码密勒码6.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 6、伪双极性码、伪双极性码 由于光通信中不存在负光脉冲，所以不存在由于光通信中不存在负光脉冲，所以不存在AMI码，必码，必须通过码型变换变为伪双极性码，相当于须通过码型变换变为伪双极性码，相当于AMI的单极性码。的单极性码。 常用的伪双极性码有常用的伪双极性码有CMI码和码和DMI码。码。 CMI码的编码规则是：对符号码的编码规则是：对符号“1”用用11和和00交替表示，交替表示，对符号对符号“0”用用01表示。表示。 DMI码的编码规则是：对符号码的编码规则是：对符号“1”用用11和和00交替表示，交替表示，对符号对符号“0”用用01和和10交替表示。交替表示。 CMI码被码被CCITT推荐为推荐为PCM四次群接口的码型。四次群接口的码型。586.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型59 信息源码信息源码 0 0 1 1 1 1 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 AMI AMI码码 0 0 + + - - 0 0 + + - - 0 0 0 0 + + CMI CMI码码 01 01 11 11 00 00 01 01 11 11 00 00 01 01 01 01 11 11 DMI DMI码码 01 01 11 11 00 00 10 10 11 11 00 00 10 10 0101 11 116.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型600 1 1 0 1 1 0 0 16.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型 7、nBmB码码 采用采用nBmB码编码时先把原始符号序列分为码编码时先把原始符号序列分为n位一组，再位一组，再对该组编成对该组编成m位的传输码，且位的传输码，且mn。 其特点是可从其特点是可从2m种码组中选出部分性能好的码组与种码组中选出部分性能好的码组与2n种种码组对应编码，获得较好的特性。一般常选择码组对应编码，获得较好的特性。一般常选择m=n+1。 常用的常用的nBmB码类型有：码类型有：1B2B码、码、2B3B码、码、3B4B码、码、5B6B码、码、5B7B码、码、6B8B码、码、7B8B码等码等 。616.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型62 2B 2B 3B 3B 模式模式1 1 模式模式2 2 00 00 001 001 001 001 01 01 010 010 010 010 10 10 100 100 100 100 11 11 110 110 000 0006.2.2 几种常用的传输码型几种常用的传输码型633B3B4B4B模式模式1 1模式模式2 2000000010001001011101100100100110011001100110100100101010101010101011011011001100110011010010010011001100110011011011010101010101010110110110011001100110011111100100010110111016.3 数字基带信号传输与码间串扰数字基带信号传输与码间串扰 在基带传输系统中，一系列的基带信号波形被变换成相在基带传输系统中，一系列的基带信号波形被变换成相应的发送基带波形后，就被送入信道。应的发送基带波形后，就被送入信道。 信号通过信道传输，一方面要受到信道特性的影响，使信号通过信道传输，一方面要受到信道特性的影响，使信号产生畸变；另一方面信号被信道中的加性噪声所叠加，信号产生畸变；另一方面信号被信道中的加性噪声所叠加，造成信号的随机畸变。造成信号的随机畸变。 接收端采取的措施：一方面使用接收滤波器，使噪声尽接收端采取的措施：一方面使用接收滤波器，使噪声尽量受到抑制，而使信号顺利地通过；另一方面为了提高接量受到抑制，而使信号顺利地通过；另一方面为了提高接收系统的可靠性，要对信号波形进行再生识别处理。再生收系统的可靠性，要对信号波形进行再生识别处理。再生识别过程包括限幅整形和抽样判决。识别过程包括限幅整形和抽样判决。646.3.1 数字基带信号传输系统组成数字基带信号传输系统组成 基带传输系统结构基带传输系统结构65信信道道 接收接收滤波器滤波器 抽样抽样判决器判决器信道信号信道信号 形成器形成器 信信 源源 信信 宿宿噪声噪声基基带带脉脉冲冲输输入入基基带带脉脉冲冲输输出出同步同步提取提取6.3.1 数字基带信号传输系统组成数字基带信号传输系统组成 信源相当于用户数据终端设备，它产生数据脉冲序列。信源相当于用户数据终端设备，它产生数据脉冲序列。 信道信号形成器对输入数据序列进行码型处理，使其适信道信号形成器对输入数据序列进行码型处理，使其适合于信息传输的需要。合于信息传输的需要。 传输信道在进行信号传输时会受到外界干扰或叠加入不传输信道在进行信号传输时会受到外界干扰或叠加入不同程度的噪声，使信号波形受到影响，产生失真或错误。同程度的噪声，使信号波形受到影响，产生失真或错误。 接收滤波器对信号予以滤波，减少或消除噪声及波形失接收滤波器对信号予以滤波，减少或消除噪声及波形失真和串扰。真和串扰。 抽样判决器对序列码一个个地作出正确判决，恢复出基抽样判决器对序列码一个个地作出正确判决，恢复出基带信号，以供信宿接收使用。带信号，以供信宿接收使用。666.3.1 数字基带信号传输系统组成数字基带信号传输系统组成6767 输入信号 码型变换后 传输的波形 信道输出 接收滤波输出 位定时脉冲恢复的信息 错误码元 6.3.1 数字基带信号传输系统组成数字基带信号传输系统组成 码间串扰码间串扰 两种误码原因：两种误码原因： 码间串扰码间串扰 信道加性噪声信道加性噪声 码间串扰原因：系统传输总特性不理想，导致前后码元码间串扰原因：系统传输总特性不理想，导致前后码元的波形畸变并使前面波形出现很长的拖尾，从而对当前码的波形畸变并使前面波形出现很长的拖尾，从而对当前码元的判决造成干扰。元的判决造成干扰。 码间串扰严重时，会造成错误判决，如下图所示：码间串扰严重时，会造成错误判决，如下图所示：686.3.1 数字基带信号传输系统组成数字基带信号传输系统组成 接收波形的再生识别过程接收波形的再生识别过程69接收波限幅门限t抽样脉冲tt限幅整形再生基带6.3.2 数字基带信号传输定量分析数字基带信号传输定量分析70 an为发送的符号序列，取值为为发送的符号序列，取值为0、1或或-1、+1。其对应的基带信号表示成。其对应的基带信号表示成 d(t)=an (t-nTs) 接收接收 滤滤波器波器识别识别电路电路 发送发送滤波器滤波器传输传输信道信道GR()GT()C ()n(t)anand(t)s(t)r(t)n=-6.3.2 数字基带信号传输定量分析数字基带信号传输定量分析 发送滤波器输出为：发送滤波器输出为： s(t)=d(t)*gT(t)=an gT(t-nTs) 其中，其中，gT(t)=1/(2) -GT()ejtd 若再若再设信道的信道的传输特性特性为C()，接收，接收滤波器的波器的传输特性特性为GR()，基，基带系系统的的总的的传输特性特性为 H() =GT()C()GR() 其单位冲激响应为其单位冲激响应为 h(t)=1/(2) -H()ejtd 716.3.2 数字基带信号传输定量分析数字基带信号传输定量分析72形成滤波器形成滤波器 H()识别识别电路电路an (t-nTs)an h(t-nTs)annn6.3.2 数字基带信号传输定量分析数字基带信号传输定量分析 在单位脉冲序列在单位脉冲序列d(t)作用下，接收滤波器作用下，接收滤波器输入信号输入信号r(t) ， r(t)=d(t)*h(t)=an h(t-nTs)+nR(t) 式中：式中： nR(t)是加性是加性噪声经接收滤波器噪声经接收滤波器后传输的噪声。后传输的噪声。 然后，抽样判决器对然后，抽样判决器对r(t)进行抽样判决，采样时刻进行抽样判决，采样时刻tk=kT+t0， t0为信道和接收滤波器的延迟时间。为信道和接收滤波器的延迟时间。r(t)在在t=tk时的取值是判决时的取值是判决ak的依据；的依据； r(kTs+t0)=an h(kTs+t0-nTs)+nR(kTs+t0) =akh(t0)+ an h(kTs+t0-nTs)+nR(kTs+t0) 73nk6.3.2 数字基带信号传输定量分析数字基带信号传输定量分析 对第对第k个接收基本波形在个接收基本波形在kTs+t0抽样时刻上的取抽样时刻上的取值而言，除第值而言，除第k个以外的所有基本波形在该时刻上个以外的所有基本波形在该时刻上的取值总和（代数和）的取值总和（代数和） an h(kTs+t0-nTs) ，称为，称为对第对第k个接收波形的码间串扰值。个接收波形的码间串扰值。 而噪声而噪声n(t)在其上产生的叠加值在其上产生的叠加值nR(kTs+t0)称为称为随机干扰（或随机噪声）。随机干扰（或随机噪声）。746.3.2 数字基带信号传输定量分析数字基带信号传输定量分析 此时，实际抽样值此时，实际抽样值r(kTs+t0)不仅有本码元的值，还有码不仅有本码元的值，还有码间串扰值及噪声，故当间串扰值及噪声，故当r(kTs+t0)加到判决电路时，对加到判决电路时，对ak取取值的判决可能对也可能错。例如在二进制数字通信时，值的判决可能对也可能错。例如在二进制数字通信时， ak的可能取值为的可能取值为0或或1，若判决电路的判决门限为，若判决电路的判决门限为Vd，则判决，则判决规则为规则为 当当r(kTs+t0) Vd时时 ， ak判为判为1；r(kTs+t0) /Ts 码元速率码元速率 RB = 1/Ts876.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计88求和：求和：常数常数6.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计 从时域理解无码间干扰的定义从时域理解无码间干扰的定义 h(t)在在t= kTs时有周期性零点，当发送序列的时有周期性零点，当发送序列的时间间隔为时间间隔为Ts时。正好巧妙地利用了这些零点，时。正好巧妙地利用了这些零点，只要接收端在只要接收端在t=kTs时间上抽样，就能实现无码间时间上抽样，就能实现无码间串扰。串扰。 896.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计901 1 0 1 1 1 0 1原生基带原生基带系统冲激响应系统冲激响应响应波形响应波形判决脉冲判决脉冲再生基带再生基带1 1 0 1 1 1 0 1时域图：时域图：6.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计91系统冲激响应系统冲激响应有干扰有干扰响应波形响应波形6.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计 对于带宽为对于带宽为B=1/2Ts的理想低通传输特性，若输的理想低通传输特性，若输入数据以入数据以RB=1/Ts波特的速率进行传输，则在抽样波特的速率进行传输，则在抽样时刻上不存在码间串扰。若以高于时刻上不存在码间串扰。若以高于1/Ts波特速率波特速率传送时，将存在码间串扰。此时，基带系统所提传送时，将存在码间串扰。此时，基带系统所提供的供的 最高频带利用率为最高频带利用率为 =RB/B=2(B/Hz)，这是达，这是达到的极限状态。到的极限状态。 通常把理想低通传输特性的带宽称为奈奎斯特通常把理想低通传输特性的带宽称为奈奎斯特带宽，记为带宽，记为fN；将该系统无码间串扰的最高传输；将该系统无码间串扰的最高传输速率速率2fN称为奈奎斯特速率。称为奈奎斯特速率。926.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计 理想的低通传输特性在物理上是无法实现的；理想的低通传输特性在物理上是无法实现的；即使获得了相当逼近理想的特性，它的冲激响应即使获得了相当逼近理想的特性，它的冲激响应h(t)作为传输波形仍然是不适宜的。这是因为，作为传输波形仍然是不适宜的。这是因为， h(t)的的“尾巴尾巴”衰减振荡幅度较大；若果定时稍有衰减振荡幅度较大；若果定时稍有偏差，就会出现严重的码间串扰。偏差，就会出现严重的码间串扰。936.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计 2. 余弦滚降特性余弦滚降特性 无法实现的理想系统。存在两个问题：一是理想矩形特无法实现的理想系统。存在两个问题：一是理想矩形特性的物理实现极为困难；二是系统的冲激响应性的物理实现极为困难；二是系统的冲激响应h(t)的拖尾的拖尾很长，摆尾衰减慢，判决时对抽样定时要求十分严格。否很长，摆尾衰减慢，判决时对抽样定时要求十分严格。否则，可能出现严重的码间干扰。则，可能出现严重的码间干扰。 鉴于此，必须寻求其它无码间串扰的系统。分析上述得鉴于此，必须寻求其它无码间串扰的系统。分析上述得到的无码间串扰的矩形等效特性到的无码间串扰的矩形等效特性Heq()的表达式，可以找的表达式，可以找到一种具有滚降特性的传输系统能克服以上两种缺点。到一种具有滚降特性的传输系统能克服以上两种缺点。946.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计 此特性的奇对称点为此特性的奇对称点为 =/Ts。设超出。设超出/Ts的带宽部分的带宽部分为为f ，那么描述滚降程度的滚降系数，那么描述滚降程度的滚降系数 定义为：定义为： = f / fN 可见：可见： 为总小于为总小于1的数。具有滚降系数的数。具有滚降系数的余弦谱及的余弦谱及冲激响应冲激响应h(t)可用下式表示：可用下式表示：956.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计96奇对称的余弦滚降特性6.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计976.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计 从几种滚降特性和冲激响应来看，滚降系数从几种滚降特性和冲激响应来看，滚降系数越越大，大，h(t)的拖尾衰减越快，对定时精度要求越低。的拖尾衰减越快，对定时精度要求越低。但是，滚降使带宽增大为但是，滚降使带宽增大为B= f + fN =(1+ ) fN ，所，所以，频带利用率降低。因此，余弦滚降系统的最以，频带利用率降低。因此，余弦滚降系统的最高频带利用率为高频带利用率为986.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计 具有滚降系数具有滚降系数的余弦谱及冲激响应的余弦谱及冲激响应h(t)的特性的特性曲线，曲线，=0就是理想低通特性；就是理想低通特性； =1为升余弦特性，为升余弦特性，冲激响应值除冲激响应值除t=0时不为时不为0，其余各抽样点的值均，其余各抽样点的值均为为0，且在各样值点之间又增加了一个，且在各样值点之间又增加了一个0点，尾巴点，尾巴衰减快，对定时抖动的要求稍低，有利于消除码衰减快，对定时抖动的要求稍低，有利于消除码间串扰。缺点是所需带宽比间串扰。缺点是所需带宽比=0时增加时增加1倍。倍。996.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计 由叠加图可以看出：满足由叠加图可以看出：满足3段叠加成矩形特性段叠加成矩形特性H()的基带系统不是唯一的，只要滚降边沿是奇的基带系统不是唯一的，只要滚降边沿是奇对称的就可以满足。升余弦特性就是无码间串扰对称的就可以满足。升余弦特性就是无码间串扰的典型系统。的典型系统。 升余弦特性升余弦特性H()表示如下：表示如下：1006.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计101 时时域法域法 h( t )的零点为：的零点为： 升余弦幅频特性升余弦幅频特性低通能实现低通能实现无码间干扰传输无码间干扰传输传输速率传输速率 是零点间隔倒数的整数倍是零点间隔倒数的整数倍6.4.3 无码间串扰传输特性的设计无码间串扰传输特性的设计102无无系统冲激响应系统冲激响应6.5 基带传输系统的抗噪声性能基带传输系统的抗噪声性能 本节研究在无码间串扰条件下，由信道噪声引本节研究在无码间串扰条件下，由信道噪声引起的误码率。在基带传输系统模型中，信道加性起的误码率。在基带传输系统模型中，信道加性噪声噪声n(t)假定均值为假定均值为0，双边功率谱密度为，双边功率谱密度为n0/2的的平稳高斯白噪声，而接收滤波器又是一个线性网平稳高斯白噪声，而接收滤波器又是一个线性网络，故判决电路噪声络，故判决电路噪声nR(t)也是均值为也是均值为0的平稳高斯的平稳高斯噪声，且它的功率谱密度噪声，且它的功率谱密度Pn(f)为为 方差方差1036.5 基带传输系统的抗噪声性能基带传输系统的抗噪声性能 故故nR(t)是均值为是均值为0、方差为、方差为 n2的高斯噪声，因此的高斯噪声，因此它的瞬时值的统计特性可用下述一维概率密度函它的瞬时值的统计特性可用下述一维概率密度函数描述数描述 式中，式中，V就是噪声的瞬时取值就是噪声的瞬时取值nR(kTs)。1046.5.1 二进制双极性基带系统二进制双极性基带系统 对于二进制双极性信号，假设它在抽样时刻的对于二进制双极性信号，假设它在抽样时刻的电平取值为电平取值为+A或或-A(分别对应信码分别对应信码“1”或或“0”)，则在一个码元持续时间内，抽样判决器输入的，则在一个码元持续时间内，抽样判决器输入的混合波形混合波形(信号信号+噪声噪声)x(t)在抽样时刻的取值为在抽样时刻的取值为1056.5.1 二进制双极性基带系统二进制双极性基带系统 当发送当发送“1”时，时，A+nR(kTs)一维概率密度函数为一维概率密度函数为 当发送当发送“0”时，时，-A+nR(kTs)一维概率密度函数为一维概率密度函数为1066.5.1 二进制双极性基带系统二进制双极性基带系统 误码形式为误码形式为 P(10)、 P(01) 令判决门限为令判决门限为Vd ， 则则 pe1= P(10) = P( x Vd ) 107f1( x ) f0 ( x ) AAf1( x ) f0 ( x ) AA6.5.1 二进制双极性基带系统二进制双极性基带系统 系统总误码率：系统总误码率： Pe= p( 1 ) pe1 + p( 0 ) pe0 其值大小与其值大小与Vd有关有关 。 令令 最佳门限最佳门限 当当 p( 0 ) = p( 1 ) = 时，时， Vd* *= 0 Pe 的值取决于的值取决于 A/n，与信号，与信号“1”、 “0” 的顺的顺序无关。序无关。 1086.5.2 二进制单极性基带系统二进制单极性基带系统 对于单极性信号，若设它在抽样时刻的电平取对于单极性信号，若设它在抽样时刻的电平取值为值为+A或或0(分别对应信码分别对应信码“1”或或“0”) ，则只，则只需将双极性中的需将双极性中的f0(x)曲线的分布中心由曲线的分布中心由-A移到移到0即即可。这时可。这时 当当P(1)=P(0)=1/2时时 1096.5.2 二进制单极性基带系统二进制单极性基带系统 比较单极性、双极性误码率公式可见，当比值比较单极性、双极性误码率公式可见，当比值 A/ n一定时，双极性基带系统的误码率比单极性一定时，双极性基带系统的误码率比单极性的低，抗噪声性能好。此外，在等概条件下，双的低，抗噪声性能好。此外，在等概条件下，双极性的最佳判决门限电平为极性的最佳判决门限电平为0，与信号幅度无关，与信号幅度无关，因而不随信道特性变化而变，故能保持最佳状态。因而不随信道特性变化而变，故能保持最佳状态。而单极性的最佳判决门限电平为而单极性的最佳判决门限电平为A/2，它易受信道，它易受信道特性变化的影响，从而导致误码率增大。因此双特性变化的影响，从而导致误码率增大。因此双极性基带系统比单极性基带系统应用更为广泛。极性基带系统比单极性基带系统应用更为广泛。1106.6 眼图眼图 一个实际的基带传输系统，尽管经过了十分精一个实际的基带传输系统，尽管经过了十分精心的设计，但要使其传输特性完全符合理想情况心的设计，但要使其传输特性完全符合理想情况是困难的，甚至是不可能的。因此，码间干扰也是困难的，甚至是不可能的。因此，码间干扰也就不可能完全避免。就不可能完全避免。 在码间干扰和噪声同时存在的情况下，系统性在码间干扰和噪声同时存在的情况下，系统性能的定量分析，就是想得到一个近似的结果都是能的定量分析，就是想得到一个近似的结果都是非常繁杂的。非常繁杂的。 1116.6 眼图眼图 实用的评价系统性能的方法实用的评价系统性能的方法眼图法，用示眼图法，用示波器跨接在系统接受滤波器的输出端（均衡器之波器跨接在系统接受滤波器的输出端（均衡器之后，判决器之前）。然后调整示波器的水平扫描后，判决器之前）。然后调整示波器的水平扫描周期（或扫描频率），使其与接受码元周期同步，周期（或扫描频率），使其与接受码元周期同步，此时可从显示屏上看到图形。对于二进制信号来此时可从显示屏上看到图形。对于二进制信号来说，显示的图形很象人的眼睛，故称之为说，显示的图形很象人的眼睛，故称之为“眼图眼图”。1126.6 眼图眼图 对于没有码间串扰和噪声干扰的系统，将得到清晰张开对于没有码间串扰和噪声干扰的系统，将得到清晰张开的眼图；对于存在码间串扰和噪声的系统，将得到模糊不的眼图；对于存在码间串扰和噪声的系统，将得到模糊不清的紧闭眼图，且随着码间串扰和噪声的加重，模糊和紧清的紧闭眼图，且随着码间串扰和噪声的加重，模糊和紧闭的程度更加严重。闭的程度更加严重。1136.6 眼图眼图1146.6 眼图眼图 最佳抽样时刻应是最佳抽样时刻应是“眼睛眼睛”张开最大的时刻；张开最大的时刻； 对定时误差的灵敏度可同眼图的斜边这斜率决对定时误差的灵敏度可同眼图的斜边这斜率决定，斜率越陡，对定时误差就越灵敏；定，斜率越陡，对定时误差就越灵敏； 图的阴影区的垂直高度表示信号幅度畸变范围；图的阴影区的垂直高度表示信号幅度畸变范围； 图中央的横轴位图中央的横轴位置置应对应判决门限电平；应对应判决门限电平； 在抽样时刻上，上下两阴影区的间隔距离之半在抽样时刻上，上下两阴影区的间隔距离之半为噪声的容限（或称噪声边际），即若噪声瞬时为噪声的容限（或称噪声边际），即若噪声瞬时值超过这个容限，则就可能发生错误判决。值超过这个容限，则就可能发生错误判决。1156.7 部分响应与时域均衡部分响应与时域均衡 我们从理论上研究了数字基带传输系统的基本我们从理论上研究了数字基带传输系统的基本问题。本节将针对实际系统介绍两种改善系统性问题。本节将针对实际系统介绍两种改善系统性能的措施；一是针对提高频带利用率而采用的部能的措施；一是针对提高频带利用率而采用的部分响应技术；另一个是针对减小码间串扰而采用分响应技术；另一个是针对减小码间串扰而采用的时域均衡技术。的时域均衡技术。1166.7.1部分响应系统部分响应系统 为克服码间干扰，要求将为克服码间干扰，要求将H()设计成理想低通，设计成理想低通，并能以奈奎斯特速率传送码元。理想低通的冲激并能以奈奎斯特速率传送码元。理想低通的冲激响应为响应为Sa( x ) 波形，其特点是频带窄，但第一过波形，其特点是频带窄，但第一过零点以后的尾巴振幅大，收敛慢。所以，对抽样零点以后的尾巴振幅大，收敛慢。所以，对抽样定时的要求十分严格，若有偏差，将产生码间干定时的要求十分严格，若有偏差，将产生码间干扰。扰。 若用等效理想低通（如升余弦特性的若用等效理想低通（如升余弦特性的Heq() ），），收敛加快，但系统带宽增加，使频带利用率下降。收敛加快，但系统带宽增加，使频带利用率下降。1176.7.1部分响应系统部分响应系统 奈奎斯特第二准则：有控制地在某些码元的抽奈奎斯特第二准则：有控制地在某些码元的抽样时刻引入码间干扰，而在其余码元的抽样时刻样时刻引入码间干扰，而在其余码元的抽样时刻无码间干扰，那么就能使频率带利用率提高到理无码间干扰，那么就能使频率带利用率提高到理论上的最大值，同时又可以降低对定时精度的要论上的最大值，同时又可以降低对定时精度的要求。通常把这种波形称这部分响应波形。利用部求。通常把这种波形称这部分响应波形。利用部分响应波形进行传送的基带传输系统称为部分响分响应波形进行传送的基带传输系统称为部分响应系统。应系统。1186.7.1部分响应系统部分响应系统119 理想低通的冲激响应理想低通的冲激响应 h( t ) = Sa (t/Ts ) 令令 g( t ) 的零点：的零点： 1.第第类部分响应系统类部分响应系统6.7.1部分响应系统部分响应系统120g( t )tTsTsTsTs特点：特点： 1）尾巴衰减快，幅度随）尾巴衰减快，幅度随 t 按按 变化变化 2）若以）若以 g( t ) 为传送波形，令码元间隔为为传送波形，令码元间隔为Ts ，则抽，则抽样时，仅有前后两个码元相互干扰，其它码元间无样时，仅有前后两个码元相互干扰，其它码元间无干扰。干扰。 6.7.1部分响应系统部分响应系统121其它其它 G( f ) 存在码间干扰存在码间干扰 Geq( f ) 常数常数 G( f ) 频带利用率频带利用率6.7.1部分响应系统部分响应系统 综合可知：余弦谱系统的带宽为综合可知：余弦谱系统的带宽为/T，码元间隔，码元间隔为为T，频带利用率达，频带利用率达2 bit/sHz；g(t)的波形拖尾在的波形拖尾在t较大时，按较大时，按1/t2衰减；只在相邻前后码元间发生串衰减；只在相邻前后码元间发生串扰，如前一码元已知，则可以从后一码元抽样时扰，如前一码元已知，则可以从后一码元抽样时刻减去前一码元的串扰。故既可以达到极限频带刻减去前一码元的串扰。故既可以达到极限频带利用，又可消除码元串扰（或者说其码间串扰是利用，又可消除码元串扰（或者说其码间串扰是已知的，可以控制的）。已知的，可以控制的）。1226.7.1部分响应系统部分响应系统123i = 1i = -1判断：判断：G( f ) Geq( f ) 6.7.1部分响应系统部分响应系统1241 1 0 1 1 1 0 1原生基带原生基带判决脉冲判决脉冲6.7.1部分响应系统部分响应系统125 发送第发送第k 个码元时，接收个码元时，接收 r( t ) 在相应时刻抽样值为在相应时刻抽样值为Ck = ak + ak-1设输入为设输入为 ak ak= 1Ck =+ 2 0 ak = 1、 ak-1 = 1 ak = 1、 ak-1 = 0 或或 反之反之 ak = 0、 ak-1 = 0 10 判决：判决：1Ck =+ 2 0 判判 ak = 1 正判正判50% 正判率正判率判判 ak = 0 正判正判判决运算判决运算 ak = Ck - ak-1判决值判决值 Ck = ak + ak-1 ，即为码间干扰之间的关系，即为码间干扰之间的关系ak-1：前一时刻判决值：前一时刻判决值6.7.1部分响应系统部分响应系统 必须指出：该系统会造成误码的传播，即前一必须指出：该系统会造成误码的传播，即前一码元错判将会波及后几个码元的错判（直至出现码元错判将会波及后几个码元的错判（直至出现连连0为止）。已知发送码为为止）。已知发送码为ak，接收码为，接收码为ck，则：，则：ck=ak+ak-1 或或 ak=ck-ak-1，显然，前一码元出错将，显然，前一码元出错将会影响后一码元的判决。会影响后一码元的判决。 预编码：使预编码：使ak=bk bk-1 或或 bk=ak bk-1 相关编码：相关编码：ck=bk bk-1=ak bk-1 bk-1= ak，接受到，接受到ck就是就是ak，不必经过求差运算，因而不会造成误码，不必经过求差运算，因而不会造成误码传播。传播。1266.7.1部分响应系统部分响应系统127设设 ak 1 1 1 0 1 0 0 1 bk-1 0 1 0 1 1 0 0 0 bk 1 0 1 1 0 0 0 1 ck 1 1 1 2 1 0 0 1ckmod2 1 1 1 0 1 0 0 1 +模模2判决判决 T T发发收收抽样脉冲抽样脉冲akak信息判决信息判决预编码预编码相关编码相关编码bkck6.7.1部分响应系统部分响应系统128+模模2判判决决T发发收收akakbkck发送发送滤波滤波接收接收滤波滤波信道信道6.7.1部分响应系统部分响应系统 2. 一般的部分响应系统一般的部分响应系统部分响部分响应波形波形g(t)=R1 +R2 +RN 其中，其中，R1，R2，RN为N个冲个冲击响响应波形的加波形的加权系数，其系数，其取取值可可为正、正、负整数或整数或0值。频谱函数函数TsRme-j(m-1)Ts, /Ts H()= 0, /Ts129Sin(/Ts)tSin/Ts(t-Ts)Sin/Tst-(n-1)Ts(/Ts)t/Ts (t-Ts)/Ts t-(n-1)Ts 6.7.1部分响应系统部分响应系统 “预编码预编码-相关编码相关编码-模模L判决判决”过程过程 预编码，由预编码，由 ak=R1bk+R2bk-1+RNbk-(N-1) 确定确定bk，这里的，这里的“+”是指是指“模模L相加相加”。 相关编码（算术加）相关编码（算术加） ck= R1bk+R2bk-1+RNbk-(N-1) 模模L判决判决 ckmodL=R1bk+R2bk-1+RNbk-(N-1)modL=ak1306.7.2 时域均衡时域均衡 在数字通信系统中，信道参数不可能绝对保持在数字通信系统中，信道参数不可能绝对保持不变，故抽样判决器输入信号不可避免地有一定不变，故抽样判决器输入信号不可避免地有一定程度的码间串扰。采用时域均衡器来减小或消除程度的码间串扰。采用时域均衡器来减小或消除码间串扰。码间串扰。 频域均衡的基本思想是利用可调滤波器的频率频域均衡的基本思想是利用可调滤波器的频率特性去补偿基带系统的频率特性，使包括可调滤特性去补偿基带系统的频率特性，使包括可调滤波器在内的基带系统的总特性满足实际性能的要波器在内的基带系统的总特性满足实际性能的要求。求。1316.7.2 时域均衡时域均衡 时域均衡的基本思想是利用可调滤波器产生的时域均衡的基本思想是利用可调滤波器产生的响应波形去补偿系统畸变的波形，使整个基带系响应波形去补偿系统畸变的波形，使整个基带系统的冲激响应满足消除码间干扰的条件。统的冲激响应满足消除码间干扰的条件。 横向滤波器可以实现时域均衡，无限长横向滤横向滤波器可以实现时域均衡，无限长横向滤波器可以消除码间串扰，但物理不可实现。有限波器可以消除码间串扰，但物理不可实现。有限长的横向滤波器是物理可实现的，它可以减小但长的横向滤波器是物理可实现的，它可以减小但不能完全消除码间串扰。一个具有不能完全消除码间串扰。一个具有2N+1个抽头的个抽头的横向滤波器如图。横向滤波器如图。1326.7.2 时域均衡时域均衡133TsC-NC-N+1TsTsTsC-1C0C1CN-1CN 接收接收 滤滤波器波器T() 发送发送滤波器滤波器传输传输信道信道GR()GT()C ()n(t)anand(t)s(t)r(t)识别识别电路电路均衡器均衡器6.7.2 时域均衡时域均衡 插入横向滤波器后，系统的总传输特性：插入横向滤波器后，系统的总传输特性： H()=H() TN() 横向滤波器的冲激响应为：横向滤波器的冲激响应为：hN(t) = Cn (t-nTs) 其频率特性为：其频率特性为：TN() = Cn e-jnTs 要满足无码间干扰，要求要满足无码间干扰，要求 TN()是周期为是周期为2/Ts的周期函数的周期函数134H (+2i/Ts)=Ts(常量常量)， /TsiH(+2i/Ts) TN( +2i/Ts) =Ts(常量常量)i6.7.2 时域均衡时域均衡135TN() = Cn e-jnTs其中其中Cn =Ts /(2 ) /Ts-/Ts TN() ejnTsd=Ts /(2 ) /Ts-/Ts Ts /H(+2i/Ts) ejnTsd 由此可见，由此可见， Cn由由H()决定，即给定决定，即给定H()即可唯即可唯一确定一确定TN() 。说明只要用无限长的横向滤波器，。说明只要用无限长的横向滤波器，即可消除码间干扰。实际不可能做到无限长。即可消除码间干扰。实际不可能做到无限长。6.7.2 时域均衡时域均衡 hN(t) = Cn (t-nTs) y(t)=x(t)*hN(t)=Cnx(t-nTs) 在抽样时刻，在抽样时刻，kTs+t0时有：时有： y(kTs+t0)=Cnx(kTs+t0 -nTs) y(kTs+t0)=Cnx(ks-n)Ts +t0 )136即即 yk= Cnx k-nn=-NN6.7.2 时域均衡时域均衡 该式说明：均衡器在第该式说明：均衡器在第k个取样时刻得到的样值个取样时刻得到的样值yk将由将由2N+1个个Cn与与x k-n乘积和确定。理论上，当乘积和确定。理论上，当N=（抽头无限个）时才能做到各个采样点无码（抽头无限个）时才能做到各个采样点无码间串扰。间串扰。 当输入当输入x(t)波形给定时，各波形给定时，各x k-n值即确定，因而值即确定，因而可通过调整可通过调整Cn可使指定的可使指定的yk （ y0除外）等于除外）等于0，但要使所有的但要使所有的yk都等于都等于0是很难做到的。是很难做到的。1376.7.2 时域均衡时域均衡138= C-1 x-1 + C0 x-2 + C1 x-3 = C-1 x-1 = -1/16 例：已知输入例：已知输入选择三抽头滤波器，选择三抽头滤波器，其余为其余为0。求求 输出输出 yk解：解：yk = Ci xk - i （表示（表示3个相邻码元有干扰）个相邻码元有干扰）y-2 = Ci x - 2- i 6.7.2 时域均衡时域均衡139y-1 = C-1 x0 + C0 x-1 + C1 x-2 = 0 y0 = 3/4y1 = 0y2 = -1/4说明仍然存在码间干扰但减弱说明仍然存在码间干扰但减弱其余为其余为06.7.2 时域均衡时域均衡 实际上延迟线长度总有限，因而串扰不能完全实际上延迟线长度总有限，因而串扰不能完全消除。均衡效果一般采用消除。均衡效果一般采用“峰值畸变峰值畸变”，和，和“均均方畸变方畸变”准则来衡量。准则来衡量。140